r. En este caso se
impediría la circulación de corriente, es decir, es necesario que la corriente de base
reponga huecos para que haya corriente de colector.
Por tanto, por cada electrón recombinado hay que introducir un hueco nuevo que
neutralice la carga negativa. Si la reposición de huecos es lenta (corriente IB pequeña), la
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
69
capacidad de inyectar electrones será baja, debido a la repulsión eléctrica. Este fenómeno
tiene la propiedad de ser aproximadamente lineal, con lo que se puede establecer que:
en donde es un coeficiente adimensional denominado ganancia directa de corriente, o
bien ganancia estática de corriente.
Resumiendo….
El transistor bipolar operando en la RAN se comporta como un amplificador de
corriente. La corriente débil
se reproduce amplificada en un factor
en
.
Los modelos y condición de existencia se presentan en la Figura 9.12. De nuevo hay que reseñar
que se trata de un modelo muy simplificado, que sólo da cuenta de los fenómenos básicos
señalados anteriormente.
Figura 9.12: Modelo del BJT en RAN para señales de continua.
La condición de corriente de base mayor que cero se refiere a corriente entrante en el
dispositivo, es decir, la corriente debe entrar por la base para que el
esté en RAN.
Para los valores habituales de IB, la tensión VBE se sitúa en torno a los 0,7 V. Por ello, en
muchas ocasiones se toma este valor para realizar un análisis aproximado de los
circuitos.
EJEMPLO 2: En el circuito de la Figura 7 calcular VBE, VBC y VCE así como las corrientes
IB, IC e IE cuando EB = 5 V y cuando EB = 7 V. La ganancia de corriente del transistor es F =
100.
SOLUCIÓN: Al aplicar una diferencia de potencial positiva (> 0,7) a la base se polariza la
unión BE en directa. Además, si EB, es inferior a la de la fuente conectada al colector, la
tensión de colector será superior a la de la base, con lo que la unión BC estará polarizada
en inversa. Se dan, por lo tanto, las condiciones necesarias para la operación en RAN,
con lo que se verifica aproximadamente que:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
70
;
Estas dos ecuaciones pueden introducirse en el circuito empleando el modelo
equivalente:
Figura 9.13: Análisis del transistor en RAN
El análisis del circuito permite añadir dos ecuaciones nuevas para el cálculo de IB, IC y
VCE:
De la primera expresión se obtiene
:
:
Teniendo en cuenta que
Finalmente:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
71
En la tabla siguiente se adjuntan los resultados numéricos de los dos casos requeridos en
el enunciado:
Los resultados obtenidos en el ejemplo 2 sugieren los siguientes comentarios:
•
•
•
La tensión VBC obtenida en ambos casos es negativa, lo que significa que la
polarización de la unión BC es inversa. Como además la corriente de la base es
positiva queda comprobado que el transistor está operando en RAN.
La corriente IE tiene un valor muy cercano al de IC. En la práctica, sería difícil de
detectar la diferencia entre ambas mediante aparatos de medida convencionales.
Por ello, en ocasiones se realiza la aproximación IC = IE.
Una variación de corriente en la base de tan sólo 20 A provoca una variación en la
tensión VCE de 2 V. Este es el principio de la amplificación analógica de señales.
Centremos ahora la atención en la evolución de VCE. Cuando el transistor está en corte
VCE = 0 V. En la RAN, a medida que aumenta EB disminuye VCE. Este resultado es lógico,
puesto que IC es directamente proporcional a EB. Como VCE = EC – RCIC, al aumentar el
término negativo disminuye el valor de la resta. Gráficamente puede representarse este
hecho como sigue (Figura 9.14):
Figura 9.14: Evolución de las tensiones y corrientes en el ejemplo 2
Si RC fuera una bombilla, en el caso A estaría apagada, mientras que en los casos B y C
proporcionaría luz. Evidentemente, en el caso C la intensidad de la luz será mayor que en
el B, puesto que la tensión aplicada es mayor. Aquí se pone de manifiesto claramente el
funcionamiento del transistor como resistencia variable, ya que el comportamiento entre C
y E es similar al de un potenciómetro: modificando la señal de control convenientemente
podemos variar la tensión de alimentación de la bombilla entre 0 y 10 V.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
72
9.3.3 REGION DE SATURACION
Supongamos que tenemos un transistor polarizado en la RAN según el circuito de la
Figura 9.8). En la tabla de resultados del ejemplo 2 queda claro que según aumenta la
tensión EB (o bien la corriente IB) el valor absoluto de la tensión VBC disminuye. Llegará un
momento en el que, si IB crece lo suficiente VBC cambiará de signo y pasará a ser positiva.
En ese instante, la unión BC dejará de estar polarizada en inversa, y entrará en
polarización directa. La consecuencia es que el colector pierde su capacidad de recolectar
electrones, y la corriente IC resulta ser inferior al valor IB.
Figura 9.15: Transistor BJT polarizado en la región de saturación
Por otra parte, según se muestra en la Figura 9.15, al estar las dos uniones polarizadas
en directa, la tensión entre el colector y el emisor en saturación será:
VCE SAT = VBE ON – VBC ON
Si los diodos BE y BC fueran idénticos, la tensión de conducción de ambos sería
prácticamente igual, y entonces la tensión VCE SAT sería nula. Sin embargo, tal y como se
ha comentado anteriormente, el colector y el emisor se fabrican con distintas
características. Normalmente la tensión VBE ON es aproximadamente igual a 0,7 V,
mientras que VBC ON se sitúa en torno a los 0,5 V. Ello conlleva una tensión cercana a 0,2
V. Dado que la tensión de codo de los diodos permanece prácticamente constante para
las corrientes de operación habituales, la tensión VCE SAT es también independiente de las
corrientes IB ó IC. Con ello el transistor pierde su capacidad de gobierno sobre la corriente
de colector, que será controlada únicamente por el circuito externo.
Análogamente al resto de regiones de funcionamiento, también puede hallarse un modelo
simplificado para realizar cálculos con un transistor polarizado en la región de saturación:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
73
Figura 9.16. Modelo simplificado del BJT en saturación.
Como puede observarse, en este modelo se toma la tensión VCE SAT nula, pero podría
considerarse cualquier valor sin más que incluir una fuente de tensión independiente del
valor deseado entre el colector y el emisor.
EJEMPLO 3: En el circuito de la Figura 9.8 calcular VBE, VBC y VCE así como las corrientes
IB, IC e IE cuando EB = 15 y 20 V. La ganancia de corriente del transistor es F = 100.
SOLUCIÓN: En este caso la tensión aplicada a la base con respecto al emisor es
claramente superior a la aplicada al colector. Por lo tanto el transistor está operando en la
región de saturación. Sustituyendo el modelo correspondiente en el circuito original se
tiene que:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
74
En la tabla siguiente se presentan los resultados numéricos para los casos indicados en el
enunciado del problema:
La corriente IC se mantiene constante en 10 mA, pese a las variaciones de IB, puesto que
la tensión VCE es ahora constante. Nótese además que en ambos casos se cumple que IC
es menor que el producto FIB.
Retomando de nuevo el caso en el que RC sea una bombilla, los resultados obtenidos
muestran que ahora la intensidad luminosa será ahora constante, luego se ha perdido la
capacidad de regular, y el dispositivo se comporta ahora como un interruptor cerrado.
A modo de recapitulación, la siguiente figura muestra la evolución global de IC con
respecto a EB, donde se puede apreciar el paso del transistor por las tres regiones de
operación.
Figura 9.17: Gráfica
frente a
.
9.4 CURVAS CARACTERISTICAS. PUNTO DE OPERACION
Al ser el transistor bipolar un dispositivo triterminal son necesarios seis parámetros para
determinar el estado eléctrico del mismo: tres tensiones y tres corrientes. Aplicando las
leyes básicas de resolución de circuitos pueden presentarse dos ecuaciones:
Por ello, los parámetros independientes se reducen a cuatro. En un circuito determinado y
bajo la acción de unas excitaciones concretas, existirán unos valores de estos cuatro
parámetros que caracterizan por completo el estado del transistor. Dicho cuarteto se
denomina punto de operación (Q).
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
75
Las curvas características más empleadas en la práctica son las que relacionan VBE con IB
y VCE con IC e IB. Con frecuencia, estas curvas son facilitadas por los fabricantes.
9.4.1 CARACTERISTICA VBE-IB
La función que liga VBE con IB es la característica de un diodo, y puede aplicarse todo lo
dicho cuando se estudió aquél.
Figura 9.18: Característica IB-VBE.
La curva representada en la Figura 9.18 sigue la expresión:
9.4.2 CARACTERISTICA VCE-IC
Según lo explicado hasta ahora, la característica VCE- IC debería ser la siguiente:
Figura 9.19: Característica VCE-IC ideal.
Idealmente, en la RAN la corriente de colector depende exclusivamente de la de base, a
través de la relación
. Por lo tanto, en el plano
–
, la representación
estará formada por rectas horizontales (independientes de VCE) para los diversos valores
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
de IB (en este caso se ha representado el ejemplo para
76
Evidentemente, no se
dibujan más que unos valores de IB para no emborronar el gráfico. Para
, la
corriente de colector también debe ser nula. La región de corte está representada por el
eje de abscisas. Por contra, para
el transistor entra en saturación, luego esta
región queda representada por el eje de ordenadas.
Hasta aquí se presenta la característica ideal, pero como era de esperar, la realidad es un
poco más compleja (Figura 9.20):
–
real.
Figura 9.20: Característica
Las diferencias son claras:
•
En la RAN la corriente de colector no es totalmente independiente de la tensión
colector-emisor. Para valores altos de la corriente cobra importancia la resistencia
interna del transistor.
•
La región de saturación no aparece bruscamente para
, sino que hay una
transición gradual. Típicamente se suele considerar una tensión de saturación
comprendida entre 0,1 V y 0,3 V.
9.4.3 PRINCIPALES PARAMETROS COMERCIALES
Entre los numerosos datos que suministran los fabricantes de componentes electrónicos,
con respecto a los transistores
cabe destacar los siguientes:
•
Tensión máxima en entre colector y emisor, colector-base y emisor-base (VCEO,
VCBO y VEBO): son las tensiones máximas a las que se puede someter a los
terminales del transistor. Tensiones mayores pueden provocar una ruptura en
inversa y la destrucción del transistor.
•
Corriente continua máxima de colector,
: es la corriente máxima que puede
•
circular por el colector sin que el transistor sufra ningún daño.
Ganancia de corriente en DC (DC Current Gain): se suele especificar la ganancia
para varios puntos de operación, incluso pueden ser suministradas las gráficas de
•
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
77
la ganancia en función de la corriente de colector. La fluctuación de su valor es
debida a los efectos de segundo orden.
Tensiones de saturación VCE(sat), VBE(sat): son las tensiones que aparecen entre los
terminales en la región de saturación.
•
Potencia máxima disipable (Total Device Dissipation):
es
la potencia máxima que puede disipar el transistor sin sufrir ningún daño.
Además es habitual facilitar la influencia de la temperatura en el funcionamiento del
transistor.
9.5 MODELOS DELTRANSISTOR BIPOLAR
Existen dos tipos principales de señales aplicadas al transistor BJT:
•
•
Señales de continua
Señales de alterna de pequeña amplitud que oscilan respecto a un punto de
operación en RAN
En este apartado se presentan modelos del transistor BJT válidos para el análisis de
ambas situaciones. En primer lugar se presenta el modelo de Ebers-Moll, con el que
puede realizarse el cálculo de las corrientes y tensiones de polarización de un transistor
sea cual fuere su región de operación. A partir de las ecuaciones dictadas por este
modelo, se deducen posteriormente las expresiones necesarias para el análisis de
señales de alterna de pequeña amplitud, a través del modelo de parámetros híbridos.
9.5.1 MODELO DE EBERS-MOLL
Hasta ahora se han presentado los modelos parciales para cada una de las regiones de
funcionamiento (corte, saturación, RAN) del transistor bipolar. Sin embargo, existe un
modelo estático general válido para las tres regiones: el modelo de Ebers-Moll.
El modelo está basado en el hecho de que un transistor BJT se compone de dos uniones
PN, la unión base-emisor y la unión base-colector. Por lo tanto se puede expresar las
corrientes del transistor como la superposición de las corrientes en las dos uniones PN.
En la Figura 9.21 se muestra la notación empleada durante este apartado.
Figura 9.21: Notaciones empleadas en este apartado
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
78
Considerando el modelo ideal para los diodos BE y BC se tiene que:
Donde ICS, IES son las corrientes de saturación de ambos diodos.
Sin embargo, el comportamiento del transistor es más complejo que el de dos diodos
conectados en serie. Se debe tener el cuenta el efecto transistor descrito en el capítulo 2:
debido a que las uniones se encuentran muy próximas entre sí se produce una interacción
electrónica entre ellas.
En la Figura 9.22 se muestra el modelo de Ebers-Moll para un transistor NPN. Este se
compone de dos diodos de unión PN y dos fuentes de intensidad dependientes.
Figura 9.22: Modelo de Ebers-Moll para el transistor bipolar NPN.
El efecto transistor viene caracterizado por las fuentes de corriente dependientes. Como
se ha explicado, parte de la corriente IDBE, que circula por la unión base-emisor es
atrapada por la unión base-colector. Este hecho se modela mediante la fuente de
corriente aFIDBE. aF es un parámetro característico de cada transistor que toma valores
próximos a la unidad.
De igual manera, parte de la corriente IDBC atraviesa la región de base para alcanzar el
emisor. Esto se modela con la fuente de corriente aRIDBC. Debido a que la estructura de un
transistor no es simétrica, sino que está optimizada para obtener valores altos de aF, aR es
generalmente pequeña (desde 0.02 a 0.5).
Además, aplicando las leyes de la física de semiconductores se obtiene la condición de
reciprocidad, que se concreta en la siguiente expresión:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
79
IS toma valores entre 10-14 y 10-15A para transistores de baja potencia.
Si se aplica la ley de los nudos en el emisor, el colector y la base
Se puede sustituir en esta ecuación las corrientes de los diodos IDBE y IDBC. Además, si se
definen las constantes bF y bR de manera que
Las ecuaciones anteriores, resultan
que son las ecuaciones de las intensidades en los tres terminales del transistor NPN
según el modelo de Ebers-Moll. Estas ecuaciones son válidas para cualquier región de
funcionamiento.
Aún siendo un modelo complejo del transistor, el modelo de Ebers-Moll no describe todos
los efectos que tienen lugar en el dispositivo. Los llamados efectos de segundo orden
como la tensión de ruptura en inversa de las uniones PN, o la dependencia de IC con VCE
no están incluidos en este modelo.
9.5.2 APLICACION DEL MODELO DE EBERS-MOLL A LA REGION ACTIVA NORMAL
En este apartado se van a simplificar las ecuaciones de Ebers-Moll, deducidas en el
apartado anterior para el caso de que el transistor se encuentre funcionando en la RAN.
Como ya se ha comentado, el funcionamiento en la RAN de un transistor se caracteriza
por tener la unión PN polarizada en directa (con VBE 0.7V) y la unión base colector polarizada en inversa (VBC
< 0). Obsérvese que bajo estas condiciones las expresiones exponenciales de las
ecuaciones de Ebers_Moll se pueden simplificar
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
80
Y las ecuaciones quedan reducidas a:
Como el segundo sumando de estas ecuaciones suele ser despreciable frente al valor de
IB, IC e IE, a partir de las ecuaciones B. y C., se puede obtener la relación
Que concuerda con la deducida en el apartado 9.2.
9.5.3 MODELO HIBRIDO Se presenta el modelo híbrido del transistor BJT, uno de los
más ampliamente utilizados para el análisis de las pequeñas señales de alterna. Para la
deducción del mismo se consideran las siguientes hipótesis:
•
•
Transistor polarizado en RAN
Oscilaciones alternas de baja amplitud y baja frecuencia
9.5.3.1 Expresiones generales
Según se ha indicado en el apartado 3, el punto de operación de un transistor bipolar
viene indicado por cuatro variables eléctricas. De entre las diversas opciones posibles,
para la deducción del modelo híbrido se escogen como variables independientes la
corriente IB y la tensión VCE, mientras que las dependientes son VBE e IC. De este modo,
las ecuaciones características del transistor vendrán dadas por dos funciones f1 y f2 tales
que:
Las tensiones y corrientes de un punto de polarización concreto vendrán dadas por las
expresiones anteriores:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
81
Supongamos que sobre este punto de operación Q se añade una componente alterna,
caracterizada por un IB y por un VCE. Para calcular el VBE y el IC pueden sustituirse las
funciones f1 y f2 en las cercanías del punto Q por las tangentes respectivas en dicho
punto. Como se trata de funciones de dos variables independientes, las expresiones
serán las siguientes:
A partir de este momento, para simplificar la notación se escribirán con letra minúscula los
incrementos de las variables. La expresión anterior admite una representación matricial:
En donde los coeficientes hij se llaman parámetros híbridos, puesto que tienen diferentes
unidades entre sí.
•
•
•
•
hie : Impedancia de entrada ()
hre: Ganancia inversa de tensión
hfe : Ganancia directa de corriente, o ganancia dinámica
hoe : Admitancia de salida (-1)
9.5.3.2 Cálculo de los parámetros híbridos
Para el cálculo de los parámetros hij se van a emplear las expresiones resultantes del
modelo de Ebers-Moll para la RAN.
•
•
Función f1 =>
Función f2 =>
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
82
Tal y como puede observarse, los coeficientes hre y hoe son nulos según estos cálculos.
Este resultado refleja las limitaciones del modelo de Ebers-Moll propuesto, ya que en
realidad hre 5 x 10-5 y hoe 6 x 10-6 -1. Sin embargo, su valor es tan pequeño que en muchos
casos son aceptables las expresiones obtenidas anteriormente.
9.5.3.3 Representación gráfica
El modelo híbrido, con las simplificaciones mostradas en el subapartado anterior, admite
la siguiente representación gráfica:
Figura 9.23: Modelo híbrido para pequeñas señales de alterna
9.6 EJEMPLO DE APLICACION: EL AMPLIFICADOR DE SEÑALES ALTERNAS
El mundo está lleno de pequeñas señales que necesitan amplificarse para procesar la
información que contienen. Por ejemplo: una guitarra eléctrica. El movimiento de una
cuerda metálica en el interior de un campo magnético (creado por los captadores o
pastillas) provoca una pequeña variación de tensión entre dos terminales de una bobina.
Para que esa débil señal pueda llegar a los oídos de todo un auditorio, es evidente que se
necesita una amplificación. La señal producida por la pastilla de la guitarra viaja por un
par de terminales hasta el amplificador. Aquí se produce la transformación de la pequeña
señal, que es capaz ahora de excitar la membrana de un altavoz con la potencia que se
desee.
Para que se pueda oír lo que se toca realmente, la amplificación debe cumplir ciertas
condiciones:
1. Debe respetar la forma de onda de la tensión de entrada. Si no lo hace así, se
produce una distorsión, una pérdida de la información que aporta.
2. La energía absorbida de la fuente que emite la onda que se desea amplificar ha de
ser mínima. El circuito amplificador necesita una fuente de alimentación propia.
El esquema más sencillo de amplificador de señales es el propio transistor bipolar.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
83
Figura 9.24: Circuito con un transistor bipolar.
Si el transistor se encuentra en la RAN, hay una relación lineal entre
e
:
Como
es reflejo de la entrada e
lo es de la salida, este esquema proporciona una
ganancia en corriente. Sin embargo presenta dos limitaciones muy importantes:
1. Sólo amplifica la parte positiva de la señal: Cuando
es menor que 0,7 V Q pasa
al estado de corte, con lo que
.
2. Requiere señales de tensión grandes, por lo menos mayores que 0,7 V, ya que la
señal de entrada ha de polarizar en directa la unión BE y llevar el transistor a la
RAN.
Con este dispositivo sólo se puede trabajar con señales positivas mayores de 0,7 V. Por
lo tanto no es capaz de amplificar señales de alterna. La figura siguiente representa
aproximadamente la respuesta que se obtendría al tratar señales de alterna:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
84
Figura 9.25: Corrientes en el circuito de la Figura 9.24.
9.7 POLARIZACION DEL TRANSISTOR Q A TRAVES DE LA BASE
Figura 9.26: Transistor polarizado a través de la base.
Este esquema presenta la novedad de la resistencia RB. Gracias a ella, la base se
. La corriente que llega a
polariza mediante la fuente de alimentación EC y no mediante
la base proviene de dos fuentes:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
85
•
•
: Es la señal que queremos amplificar, por lo tanto, será variable en el tiempo.
: Esta corriente es la suministrada por EC, que es una fuente de continua, para la
polarización del transistor.
La intensidad de colector será, si Q está en la RAN:
Finalmente, puede calcularse la tensión de salida
:
La siguiente figura ayuda a comprender mejor estos conceptos.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
86
Figura 9.27: Tensiones y corrientes en el circuito de la Figura 9.26.
La onda de salida es, efectivamente, proporcional a la entrada, pero está desplazada en
el eje de las "Y", es decir, tiene una componente de continua que ha sido introducida por
la fuente de polarización del transistor.
LOGROS DEL ESQUEMA:
1. El transistor es también capaz de amplificar la parte negativa de la señal.
2. La tensión de entrada puede ser pequeña, ya que ahora el transistor se polariza a
través de una fuente de alimentación ajena a la entrada.
3. En la salida se dispone de una señal de tensión, gracias a RC, que cumple dos
misiones:
o
Transforma
en una tensión
.
o
Junto con RB lleva el transistor a la RAN.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
87
INCONVENIENTES:
1. Al conectar directamente el generador de señal a la entrada, IB iría a tierra a través
de él. Esto podría dañar el generador (en el ejemplo de la introducción, las
pastillas o captadores de la guitarra eléctrica)
2. Al conectar directamente la salida a la carga (altavoz), IC iría a tierra a través de
ella, dañándola.
Los inconvenientes de este esquema están introducidos por la corriente continua de
polarización. Estas corrientes deben quedar limitadas al interior del dispositivo
amplificador.
a. EL CONDENSADOR DE ACOPLAMIENTO
El condensador es un componente que se comporta como un circuito abierto para la
corriente continua. Por medio de él, se aísla tanto la entrada como la salida de las
componentes de continua. Si elegimos correctamente el valor de la capacidad de acuerdo
con la frecuencia a la que se espera que trabaje el dispositivo, se logra además que estos
condensadores se comporten como un cortocircuito para las señales de alterna que se
quieren amplificar. En cualquier caso, la respuesta frecuencial del amplificador queda
limitada por los valores de C1 y C2.
Figura 9.28: Esquema amplificador con condensadores de acoplamiento.
Una vez visto el esquema básico de un amplificador, se enuncian los parámetros más
importantes de éste:
•
•
•
: Señal de entrada (pequeña señal AC).
: Corriente de entrada, que se absorbe del generador de señal de entrada
(AC).
: Señal de salida (AC).
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
88
•
•
,
,
: Corrientes de polarización del transistor (DC).
: Resistencias de polarización.
•
•
•
: Carga sobre la que se aplica la tensión de salida.
: Aísla la entrada del circuito de la polarización en continua.
: Aísla la salida del circuito de la polarización continua.
b. GANANCIA Y RESISTENCIA DE ENTRADA DE UN AMPLIFICADOR
El esquema presentado es sólo una de las posibles soluciones válidas para la
amplificación de señales. Para comparar las características de todos ellos, se definen dos
parámetros de AC: la ganancia en tensión y la resistencia de entrada:
Ganancia en tensión:
Es el cociente entre la señal de salida y la aplicada al dispositivo. Normalmente, la
ganancia depende de la carga que se conecte (
).
Nótese que en este parámetro se relacionan las amplitudes de las señales alternas
entrada y de salida y no los valores instantáneos. Se da por supuesto que el circuito va a
mantener en gran medida la similitud de las formas de onda, y de lo que se trata es de
cuantificar la magnitud de la amplificación. (El grado de distorsión de la señal de salida
con respecto a la de entrada se valora mediante otros parámetros).
Resistencia de entrada:
La resistencia de entrada da una idea de la cantidad de corriente que absorbe la fuente de
señal que se desea amplificar (no hay que confundir la con la fuente de alimentación del
amplificador). Dado que interesa absorber poca energía de la fuente, el amplificador será
tanto mejor cuanto mayor sea su resistencia de entrada.
Puesto que la señal de entrada es alterna, estamos de nuevo ante un parámetro que
relaciona las amplitudes de las oscilaciones de las magnitudes eléctricas implicadas
c. METODO DE CÁLCULO
Cuando todos los componentes de un circuito responden a ecuaciones lineales, se puede
aplicar el principio de superposición. En este caso, los transistores no son
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
89
componentes lineales. Sin embargo, teniendo en cuenta que las señales aplicadas son de
baja amplitud, el transistor opera soportando pequeñas oscilaciones con respecto a unas
magnitudes continuas, luego sí que es posible aplicar la superposición teniendo en cuenta
el punto de operación:
1. Cálculo del punto de operación DC: Se sustituyen los condensadores por
circuito abierto. A continuación se introduce el modelo DC del transistor en RAN y
se calculan los valores de las corrientes y tensiones de polarización.
2. Determinación del modelo AC del transistor: Ha de emplearse el modelo de
pequeñas señales, particularizando para en los resultados del punto 1.
3. Estudio del circuito en AC. En este estudio las componentes de continua no
afectan a la relación de las amplitudes de las ondas AC. Por consiguiente pueden
cortocircuitarse las fuentes de tensión continua. Si el diseño del circuito es
correcto, los condensadores pasan a comportarse como cortocircuitos.
d. EJEMPLO DE CÁLCULO
y
en el último esquema
A continuación se aplica este procedimiento al cálculo de
presentado, en su funcionamiento en vacío.
1) Punto de operación DC
Figura 9.29: Esquema equivalente DC del circuito Figura 9.28.
Según el circuito equivalente DC:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
90
2) Parámetros del modelo equivalente AC
Los parámetros del modelo AC son la resistencia de entrada
y la ganancia dinámica
de corriente
.
;
3) Estudio AC
La figura 24 muestra el esquema equivalente del circuito para las señales de alterna.
Figura 9.30: Circuito equivalente AC
La resistencia RB está conectada por un terminal a la fuente de señales y a la base, y por
el otro a la fuente de alimentación EC. Idealmente, esta fuente no ofrece ningún obstáculo
para las señales de alterna (si su resistencia interna es nula), se comporta como un
cortocircuito que conecta RB con tierra. En el lado derecho del esquema, RC se une por
una parte con el colector del transistor, y por la otra con tierra a través de la fuente de
alimentación.
Es de vital importancia que se tenga en cuenta que en este esquema sólo se relacionan
las amplitudes de las ondas, y no sus valores instantáneos.
Los valores de rIN y AV pueden obtenerse a partir del esquema de la figura 9.25.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
91
Como
:
Nótese que para el cálculo de los parámetros rIN y AV no es necesario definir el valor de
vIN, ya que en ambos casos se calcular variaciones de una magnitud con respecto a esa
tensión de entrada.
ETAPAS DE AMPLIFICACION ESTABILIZADAS
El esquema de la Figura 9.28 presenta un claro problema de inestabilidad: La tensión de
la base depende directamente de la corriente de base. Cualquier pequeña variación
debido a la influencia de la temperatura sobre la resistencia RB modificará el punto de
operación, y con él la ganancia. El esquema de la Figura 9.31 incluye dos mejoras con
respecto al anterior:
•
•
Polarización de la base a través de un divisor de tensión.
Estabilización mediante resistencia de emisor.
Figura 9.31: Circuito amplificador estabilizado.
Las funciones de estos subcircuitos son:
•
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
Divisor de tensiones: Mediante una correcta selección de las resistencias
92
y
puede conseguirse que la corriente
sea muy superior a
. Entonces, la
tensión de la base quedará fijada únicamente por el valor de las resistencias del
divisor.
•
Resistencia de emisor (
): Un aumento de la corriente de colector provocará
una elevación de la tensión de emisor. Con ello, como la tensión de base es fija, la
tensión base emisor disminuirá, la corriente de base también y finalmente, la
corriente de colector volverá a su valor de diseño. El condensador se encarga de
cortocircuitar esta resistencia en alterna.
RESUMEN PUNTO DE OPERACIÓN:
En un proceso de diseño o de análisis de un amplificador es necesario conocer la
respuesta del sistema tanto en DC como en AC. La selección del punto de trabajo Q
de un transistor se realiza a través de diferentes circuitos de polarización que fijen sus
tensiones y corrientes. En la figura 9.31a se incluyen los circuitos de polarizacion mas
típicos basados en resistencias y fuentes de alimentación; además, se indican las
ecuaciones que permiten obtener el punto de trabajo de los transistores. Estos
circuitos presentan diferencias en algunos casos importantes.
Por ejemplo, el circuito de la con polarización de tensión de base constante es poco
recomendable por carecer de estabilidad; bajo ciertas condiciones se puede producir
deriva térmica que autodestruye el transistor. La polarización de corriente de base de
la figura 9.31a es mucho más estable aunque el que más se utiliza con componentes
discretos es el circuito de autopolarización. La polarización de colector-base asegura
que el transistor nunca entra en saturación al mantener su tensión colector-base
positiva.
Retomando el tema de límites de operación de un transistor, ya visto en el capítulo
anterior, se habló del punto Q, ó punto de reposo. También, establecíamos que el
punto de operación para los amplificadores a transistor, es el resultante de la corriente
de DC y el voltaje sobre las características que define la región que será empleada
para la amplificación de la señal aplicada.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
93
Figura 9.31a Algunos circuitos de polarización del transistor
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
94
Figura 9.31b Distintos puntos de operación
De la figura 9.31b tenemos los valores máximos para IC y VCE, como también la
curva de potencia máxima. Asimismo, están definidas las zonas de saturación
donde VCE = VCEsat y la de corte donde IB = 0 µA. El dispositivo BJT o transistor
puede operar fuera de estos límites máximos pero su vida útil se disminuye
considerablemente o simplemente el dispositivo se destruirá.
9.8 EJERCICIOS DE APLICACION
Circuito de polarización fija: Veamos el circuito de la siguiente figura, VBB es la
misma VCC, pero para describir mejor el circuito se muestran por separado:
Figura 9.31c Polarización fija
Realicemos un análisis de la malla de entrada:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
95
Recta de carga (malla de salida):
Figura 9.31d Recta de carga para polarización fija.
Hemos dicho que el transistor podía trabajar como un amplificador y también como
un conmutador:
• Conmutación: SATURACIÓN y CORTE.
• Amplificación: ACTIVA.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
96
Como hemos dicho anteriormente, el valor de IB depende de la RB, por lo tanto
podemos controlar la posición del punto Q variando el valor de la RB.
Analicemos brevemente la estabilidad de este circuito de polarización de base:
Circuito de polarización estabilizada por emisor: Si se quiere amplificar, se
necesitan circuitos cuyos puntos Q sean inmunes a los cambios en la ganancia de
corriente, esto es, interesa que el punto Q sea lo más estable posible. Para este
propósito ahora se analizará el "Circuito de polarización de Emisor", que es el
siguiente:
Figura 9.31e BJT polarizado estabilizado en emisor.
El propósito es amplificar, por esa razón el transistor tiene que trabajar en la zona
ACTIVA. Como estamos en activa VBE = 0.7 V. Por lo tanto y viendo la malla de
entrada la tensión VC será de 4.3 V. Entonces la intensidad IE por la resistencia
RE será de:
La malla de salida:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
97
Gráficamente:
Figura 9.31f Grafica de BJT polarizado en emisor.
¿Qué ocurre si el ßcc varía? Si ßcc = 150 solo varía IB.
Varía la IB pero lo demás se mantiene y Q no varía, el transistor se autorregula y
hace que varíe IB sin que nada más varíe, por lo tanto: "El punto Q es muy
estable". Pero esto no es del todo exacto, porque algo varía, esto se verá si no se
usa la aproximación de IC = IE. Sin esta aproximación tenemos:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
98
Y ahora si influye el ßcc.
Y tendríamos: VCE = 8,77 V, con ßcc = 150:
Con ßcc = 50:
Varía algo, pero es bastante estable, es bueno para trabajar en activa.
Polarización por divisor de voltaje: Este tema es una continuación del anterior,
por ello primeramente vamos a hacer un breve resumen de lo visto antes para
situarnos mejor en el tema. Hasta ahora hemos visto estos circuitos:
• Circuito de polarización de base (resistencia en la base).
• Circuito de polarización de emisor (resistencia en emisor).
En este tema analizaremos este último circuito más que ningún otro.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
99
Figura 9.31g Polarización por divisor de voltaje
Pero es muy caro instalar 2 fuentes de alimentación por eso se suele modificar el
circuito de tal forma que solo se use una fuente de alimentación. Como se ha
dicho ahora nos ahorraremos una fuente de alimentación.
Figura 9.31h Circuito equivalente para polarización por divisor de voltaje.
Ahora se mueve lo de la izquierda hacia arriba y como tenemos 10 V en los dos
lados se pueden unir:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
100
Figura 9.31i Polarización por división de voltaje.
Y así nos hemos ahorrado una fuente de alimentación, este es el "Circuito de
polarización por división de tensión".
Análisis aproximado
Así despreciamos IB:
EJEMPLO: Aplicamos valores numéricos a lo que hemos hecho.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
101
Vemos si la aproximación es buena: se tiene que cumplir:
Tiene que funcionar bien para los tres valores del ECG.
Para comprobarlo vamos a ver la recta de carga de continua.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
102
¿Qué curva de IB pasa por ese punto Q? Si cambiamos el transistor, Q es el
mismo pero varía la IB. No cambia la recta de carga ni el punto Q, lo que cambia
es la IB, se "Auto adapta". El punto Q es muy estable, prácticamente no cambia de
sitio, para hacer los cálculos no hemos usado la ß, solo para la IB.
Polarizaciones DC con retroalimentación de voltaje: Polarización DC con
retroalimentación de emisor. En este circuito la resistencia de realimentación es
RE.
Haremos la prueba de desestabilizar el punto Q.
IC intenta aumentar mucho. Pero al aumentar la IC, aumenta la VE.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
103
Entonces vemos que se da un fenómeno de "autorregulación", intenta aumentar
mucho pero al final aumenta menos. Aunque no se estabiliza, se desestabiliza
menos, esa "auto corrección" se llama realimentación.
A este efecto de que una variable de salida afecte a la entrada se le llama
realimentación, la salida afecta a la entrada, se auto corrige. Además se le llama
"Realimentación negativa" porque un aumento supone una disminución. Si un
aumento supusiera otro aumento sería una "Realimentación positiva". En
amplificadores es muy importante la realimentación, como se verá más adelante.
Seguimos analizando el circuito. Malla de entrada:
EJEMPLO: Para ver como se mueve el punto Q. VCC = +15 V RC = 910 W
RB = 430 W RE = 100 W VBE = 0,7 V
Recta de carga:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
104
Se ha movido mucho pero menos que el anterior.
Cuanto menor sea este resultado, mejor será el circuito, esto sirve para comparar
circuitos. Para mejorar el circuito se puede hacer:
Se suele coger 100 veces mayor RE.
Veamos si se cumple en este circuito.
No se cumple. RE debería ser RE = 430 k . Pero poner RE = 430 k
hace que
casi toda la tensión de VCC vaya a RE y la VCE es pequeña, y el circuito entra en
saturación y no funciona como amplificador, el remedio es peor.
Diversas configuraciones de polarización: Circuito de polarización con
realimentación de colector. El circuito es el siguiente:
Figura 9.31h Polarización con retroalimentación de colector.
Veamos cómo se comporta la Tª.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
105
Y la IC aumenta menos de lo que pretendía, realimentación negativa, se ha
compensado en parte. Malla de entrada:
Hacemos como antes:
Recta de carga. Malla de salida:
Si los comparamos:
• Circuito de polarización por realimentación de emisor: = 6….mA
• Circuito de polarización por realimentación de colector: = 3.81 mA
Este último es mejor por ahora. De antes teníamos:
Para que se mueva lo menos posible, el b tiene que afectar lo menos posible,
interesa que RC influya más que RB/ß, para eso:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
106
RC normalmente no se puede elegir. Entonces la RB se elegirá la menor posible.
Hay que recordar que en le circuito anterior de realimentación de emisor si
cogíamos RB muy pequeña se saturaba. En este circuito, a medida que disminuya
RB se iba acercando a saturación, no se saturaba pero se acercaba mucho. Por
eso no es útil, porque se acerca mucho a saturación (aunque nunca llegue a los
VCE = 0.2 V de saturación). ¿Qué debería hacer para que Q estuviera centrado?
Para que esto ocurra:
No se pueden cumplir los dos, si está centrado no es estable y viceversa. Y este
circuito no es bueno por esa razón, aunque sea mejor que los anteriores, es
todavía bastante inestable.
Operaciones de diseño: Retomando la polarización con divisor de voltaje pero
teniendo en cuenta la retroalimentación. En todo circuito que quiera que se auto
compense tiene que haber una resistencia de realimentación, en este caso es RE,
que hace que sea estable el punto Q.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
107
Figura 9.31h Retroalimentación en emisor y polarización por divisor de voltaje.
Veamos cómo se comporta si variamos la temperatura o cambiamos de transistor
(C.T.).
De esta forma se compensa en parte la IC, se mueve pero menos. Es un circuito
muy bueno, la compensación no es total pero casi, es una compensación muy
buena. Este circuito es el que se utiliza mayoritariamente por ser bueno, barato y
efectivo. Lo analizaremos como siempre de 2 formas: Análisis aproximado y
exacto.
Primeramente modificaremos un poco el circuito: Ahora aplicaremos Thévenin:
Figura 9.31i Análisis de retroalimentación.
Aproximamos: RTH = 0. Malla de entrada:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
108
El punto Q es estable. Tenemos lo ideal, no está la ß. Lo único que varía algo es la
VBE, pero es una variación pequeña respecto a VTH, entonces es casi constante
la IC.
Aprovechamos lo calculado anteriormente:
Interesa que RTH/ß influya poco respecto a RE. Hacemos RE 100 veces mayor
que RTH/ß.
Pero es difícil que se cumpla esto porque RTH es el paralelo de R1 y R2, y de
estas dos resistencias la más pequeña suele ser R2, entonces si aproximamos
para verlo mejor:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
109
Para que esto funcione correctamente hemos dicho que se tiene que cumplir lo
siguiente:
Pero si pongo R2 muy pequeño, la IR2 es grande y es aproximadamente IR1 y esa
intensidad va a la F.A., entonces el condensador y los diodos de la F.A. tienen que
resistir mucha intensidad y podría dar problemas. Otro problema se da en alterna:
Figura 9.31j Retroalimentación con señal AC.
Cuando amplificamos la onda es muy importante la impedancia de entrada (Zi) y
tiene que ser de un valor concreto. Su valor es:
No se puede hacer la Zi todo lo pequeña que se quiera y eso es una dificultad, se
estropea la Zi en alterna. Hay situaciones que debemos analizar:
•
•
El consumo
La Zi
Para resolver eso los diseñadores en lugar de 0,01RB*ß suelen escoger un poco
mayor, 0,1RE*ß.
Y así Q es bastante estable, aunque no sea tanto como antes.
EJEMPLO:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
110
Figura 9.31k Ejemplo de retroalimentación
Como siempre aplicamos Thévenin y calculamos IB e IC para los distintos valores
de ß.
Ahora calculamos el VCE y dibujamos la gráfica:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
111
Vemos que el punto Q varía muy poco para distintos valores de b. Esto lo vemos
con la variación de IC.
Para ver la estabilidad del circuito estudiaremos el caso más crítico, que es el valor
más pequeño de b, si se cumple para este valor se cumple en todos los demás
casos.
No se cumple el muy estable, veamos ahora el "Bastante Estable".
Es bastante estable porque se cumple la ecuación, esto quiere decir que esta
bastante bien diseñado el circuito.
Circuito de polarización con realimentación de emisor y realimentación de colector
Con este circuito se intenta obtener polarizaciones más estables para los circuitos
con transistores. Para ello se usa una combinación de una resistencia de emisor y
una resistencia de colector.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
112
Figura 9.31l BJT en configuración de retroalimentación en emisor y colector.
Para que sea estable se tiene que cumplir:
Pero el problema es que si RC y RE son muy grandes el valor de VCE tiene que
ser pequeño y puede llegar a saturación, por eso no se puede hacer todo lo
grande que se quiera.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
113
PRÁCTICA 11 POLARIZACION DEL TRANSISTOR BIPOLAR
1.- Diseña los siguientes circuitos de polarización para un determinado punto de operación, antes
rellena esta tabla de la elección del punto Q, elige los valores que creas convenientes
2.- Móntalo en el taller, y en el computador, realiza todas las medidas necesarias para
rellenar la tabla siguiente, a la hora de imprimir el circuito, imprimirlo con los valores de los
amperímetros y voltímetros, elabora los cálculos y también añádelos a la práctica, pero no hojas
sueltas.
Polarización fija:
Polarización con realimentación en el emisor:
Polarización con realimentación en el colector:
Polarización por divisor de tensión:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
114
PRACTICA 12 TRANSISTOR EN CONMUTACIÓN
1.- Diseña Rb y Re en el circuito de la figura de tal manera que el transistor este
en sobresaturación cuando se cierre el interruptor.
Hay que tener en cuenta la resistencia del RELÉ que es aproximadamente 10? (mídelo con
el polímetro) y la hfe del transistor que utilices (mídelo también), la fuente de alimentación
Vcc no es necesario que sea de 25V, puede ser otro valor, igualmente con la Vb
2.- Móntalo en el taller,
no es necesario que
realices el circuito de la
derecha (la de alterna),
es sólo un ejemplo para
que veas como desde un
elemento de pequeña
potencia, (la pila y el
interruptor de la derecha,
que pueden ser
perfectamente puertas
lógicas o cualquier
circuito digital como un
puerto de un ordenador)
se puede controlar un
circuito de alta potencia
(el de la izquierda)
3.- Dibújalo en el simulador, y observa su funcionamiento, imprímelo y pégalo detrás.
4.- contesta a las siguientes preguntas:
¿Qué función tiene el diodo en paralelo con la bobina del relé?
Quizás no dispongas de dos fuentes de alimentación ¿Cómo se soluciona el problema?
Basándote en este circuito ¿Podrías diseñar un temporizador?
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
115
PRÁCTICA 13 AMPLIFICADOR CON BJT
1.- Realiza un diseño de amplificador con BJT, realimentado por emisor, y con divisor de
tensión en la base como la figura, los valores son libres, el proceso de diseño mostrarlo en
la hoja de atrás o en hoja aparte, junto con los valores de las tensiones en la base, emisor y
colector continuas, transistor del apéndice B
2.- Móntalo y realiza las mediciones de la ganancia en el osciloscopio, y realiza las medidas
de Vb, Ve, Vc con el polímetro o con el osciloscópio.
3.- Realiza igual con el ordenador, tomando las mismas medidas, imprime el osciloscopio
y el circuito con los voltímetros que utilices, imprímelos con sus valores, y pégalo atrás.
4.- Rellena la siguiente tabla
ENSEÑA LOS CÁLCULOS DE DISEÑO EN LA PARTE DE ATRAS (10 puntos)
5.- Comenta los resultados obtenidos
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
116
10. LOS TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO
En el capítulo de transistores bipolares, hemos visto que una pequeña corriente de base
controla una corriente de colector muy superior. Los transistores de efecto de campo son
dispositivos triterminales en los que la corriente principal se controla mediante una
tensión. Las características principales son:
•
•
•
La potencia de control es nula, es decir, no se absorbe corriente por el terminal de
control.
Una señal muy débil puede controlar el dispositivo.
La tensión de control se emplea para crear un campo eléctrico.
Hay dos familias de transistores de efecto de campo: los JFET y los MOSFET. Pese a que
el concepto básico de los FET se conocía ya en 1930, estos dispositivos sólo empezaron
a fabricarse comercialmente a partir de la década de los 60. Y a partir de los 80 los
transistores de tipo MOSFET han alcanzado una enorme popularidad. Comparados con
los BJT, los transistores MOS ocupan menos espacio, es decir, dentro de un circuito
integrado puede incorporase un número mayor. Además su proceso de fabricación es
también más simple. Además, existe un gran número de funciones lógicas que pueden
ser implementadas únicamente con transistores MOS (sin resistencias ni diodos). Esto ha
hecho del transistor MOS el componente estrella de la electrónica digital.
Aquí se explica el principio de funcionamiento de ambos tipos de dispositivos, así como
sus modelos circuitales elementales.
10.1 TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO DE UNION (JFET)
Un JFET de canal N se fabrica difundiendo una región de tipo P en un canal de tipo N, tal
y como se muestra en la Figura 10.1. A ambos lados del canal se conectan los terminales
de fuente (S, Source) y drenaje (D, Drain). El tercer terminal se denomina puerta (G,
Gate).
Figura 10.1: Esquema del transistor JFET de canal N
Los símbolos de este tipo de dispositivos son:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
117
Figura 10.2: Símbolos de los transistores JFET
Las explicaciones incluidas en este capítulo se refieren fundamentalmente al transistor
NJFET, teniendo en cuenta que el principio de operación del PJFET es análogo.
10.1.1 PRINCIPIO DE OPERACION DEL NJFET
A continuación se explica cómo se controla la corriente en un JFET. Al igual que sucede
con los transistores BJT el JFET tiene tres regiones de operación:
•
•
•
Región de corte
Región lineal
Región de saturación
Es preciso hacer notar que en este caso, la saturación alude a un fenómeno
completamente distinto al de los transistores BJT.
1.1.1 Región de corte
Centremos nuestra atención en la Figura 10.1. La zona de tipo P conectada a la puerta
forma un diodo con el canal, que es de tipo N. Como se recordará, cuando se forma una
unión PN aparecen en los bordes de la misma una zona de deplección en la que no hay
portadores de carga libres. La anchura de dicha zona depende de la polarización
aplicada. Si esta es inversa, la zona se hace más ancha, proporcionalmente a la tensión
aplicada. Aplicando una tensión VGS negativa aumentamos la anchura de la zona de
deplección, con lo que disminuye la anchura del canal N de conducción.
Si el valor de VGS se hace lo suficientemente negativo, la región de agotamiento se
extenderá completamente a través del canal, con lo que la resistencia del mismo se hará
infinita y se impedirá el paso de ID (Figura 10.3). El potencial al que sucede este fenómeno
se denomina potencial de bloqueo (Pinch Voltage, VP).
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
118
Figura 10.3: Esquema del transistor JFET de canal N polarizado con la tensión de
bloqueo
Por lo tanto, para valores más negativos que VP el transistor NJFET se encuentra
polarizado en la región de corte, y la corriente de drenaje resulta ser nula.
1.1.2 Región lineal Si en la estructura de la Figura 10.1 se aplica una tensión VDS mayor
que cero, aparecerá una corriente circulando en el sentido del drenaje a la fuente,
corriente que llamaremos ID. El valor de dicha corriente estará limitado por la resistencia
del canal N de conducción. En este caso pueden distinguirse dos situaciones según sea
VDS grande o pequeña en comparación con VGS.
1.1.2.1 Valores pequeños del voltaje drenaje-fuente
La Figura 10.4 presenta la situación que se obtiene cuando se polariza la unión GS con
una tensión negativa, mientras que se aplica una tensión entre D y S menor.
Figura 10.4:Esquema del transistor JFET de canal N polarizado con VGS < 0
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
119
Por el terminal de puerta (G) no circula más que la corriente de fuga del diodo GS, que en
una primera aproximación podemos considerar despreciable. La corriente ID presenta una
doble dependencia:
•
•
La corriente ID es directamente proporcional al valor de VDS
La anchura del canal es proporcional a la diferencia entre VGS y VP. Como ID está
limitada por la resistencia del canal, cuanto mayor sea VGS – VP, mayor será la
anchura del canal, y mayor la corriente obtenida.
Los dos puntos anteriores se recogen en la siguiente expresión:
Por lo tanto, en la región lineal obtenemos una corriente directamente proporcional a VGS y
a VDS.
1.1.2.2 Valores altos del voltaje drenaje-fuente
Para valores de VDS comparables y superiores a VGS la situación cambia con respecto al
caso anterior: la resistencia del canal se convierte en no lineal, y el JFET pierde su
comportamiento óhmico. Veamos por qué sucede esto.
Cuando se aplica un voltaje VDS al canal de 5 voltios, por ejemplo, este se distribuye a lo
largo del canal, es decir, en las proximidades del terminal D la tensión será de 5 V, pero a
medio camino la corriente circulante habrá reducido su potencial a la mitad (2,5 V), y en el
terminal S el potencial será nulo. Por otra parte, si VGS es negativa (- 2 V, por ejemplo), la
tensión se distribuirá uniformemente a lo largo de la zona P, al no existir ninguna corriente
(Figura 10.5). (NOTA: se desprecia la caída de tensión en las zonas situadas por debajo
de los contactos).
Figura 10.5: Esquema del transistor JFET de canal N polarizado con VGS = -2 V y VDS
=5V
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
120
Sigamos adelante. En las proximidades del terminal S la tensión inversa aplicada es de 2
V, que se corresponde con la VGS = -2 V. Sin embargo, conforme nos acercamos a D esta
tensión aumenta: en la mitad del canal es de 4,5 V, y en D alcanza 7 V. La polarización
inversa aplicada al canal no es constante, con lo que la anchura de la zona de
deplección tampoco lo será (Figura 10.6). Cuando VDS es pequeña, esta diferencia de
anchuras no afecta a la conducción en el canal, pero cuando aumenta, la variación de la
sección de conducción hace que la corriente de drenaje sea una función no lineal de VDS,
y que disminuya con respecto a la obtenida sin tener en cuenta este efecto.
Figura 10.6: Esquema del transistor JFET de canal N en la región de conducción no
lineal
1.1.3 Región de saturación
Si VDS se incrementa más, se llegará a un punto donde el espesor del canal en el extremo
del drenaje se acerque a cero. A partir de ese momento, la corriente se mantiene
independiente de VDS, puesto que los incrementos de tensión provocan un mayor
estrechamiento del canal, con lo que la resistencia global aumenta (Figura 10.7).
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
121
Figura 10.7: Esquema del transistor JFET de canal N en la región de corriente
constante
La región de saturación se da cuando se estrangula el canal en el drenaje, lo que sucede
cuando la tesión puerta-drenaje es más negativa que VP, es decir:
VGD < VP => VGS – VDS < VP => VDS > VGS – VP
Antes de seguir adelante, comparemos las figuras Figura 10.3 y Figura En el caso del
bloqueo, todo el canal resulta afectado por la zona de deplección, que es constante
porque la tensión VGS se aplica uniformemente a lo largo de la unión. En cambio, en la
región de corriente constante sólo parte del canal ha llegado al bloqueo (provocado por
VDS, que varía a lo largo del mismo), y es lo que permite la circulación de la corriente.
1.2 CURVAS CARACTERISTICAS
Son dos las curvas que se manejan habitualmente para caracterizar los transistores JFET.
En primer lugar, en la representación de ID frente a VGS, para una VDS dada, se aprecia
claramente el paso de la región de corte a la de saturación (Figura 8). En la práctica sólo
se opera en el segundo cuadrante de la gráfica, puesto que el primero la VGS positiva hace
crecer rápidamente IG.
Figura 10.8: Característica VGS – ID del transistor NJFET
En la característica VDS – ID del transistor NJFET se observa la diferencia entre las
regiones lineales y de saturación (Figura 10.9). En la región lineal, para una determinada
VGS, la corriente crece proporcionalmente a la tensión VDS. Sin embargo, este crecimiento
se atenúa hasta llegar a ser nulo: se alcanza el valor de saturación, en donde ID sólo
depende de VGS.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
122
Figura 10.9: Característica VDS – ID del transistor NJFET
Nótese que, según esta gráfica, la región de saturación del JFET se identifica con la
región activa normal de los transistores bipolares. Mientras que en RAN la corriente de
colector sólo depende de la de base, aquí la magnitud de control es la tensión VGS. Por el
contrario, si la resistencia del JFET en la región lineal es muy pequeña puede encontrarse
un cierto paralelismo entre las regiones lineal de JFET y de saturación del BJT.
1.3 PARAMETROS COMERCIALES
Se presenta a continuación algunas de las características de los transistores JFET que
ofrecen los fabricantes en las hojas de datos:
•
•
•
•
•
IDSS: Es la corriente de drenaje cuando el transistor JFET se encuentra en
configuración de fuente común y se cortocircuita la puerta y la fuente (VGS=0). En
la práctica marca la máxima intensidad que puede circular por el transistor.
Conviene tener en cuenta que los transistores JFET presentan amplias
dispersiones en este valor.
VP (Pinch-Off Voltage): es la tensión de estrangulamiento del canal. Al igual que
IDSS, presenta fuertes dispersiones en su valor.
RDS(ON): Es el inverso de la pendiente de la curva ID/VDS en la zona lineal. Este
valor se mantiene constante hasta valores de VGD cercanos a la tensión de
estrangulamiento.
BVDS (Drain-Source Breakdown Voltage): es la tensión de ruptura entre fuente y
drenaje. Tensiones más altas que BVDS provocan un fuerte incremento de ID.
BVGS (Gate-Source Breakdown Voltage): es la tensión de ruptura de la unión entre
la puerta y la fuente, que se encuentra polarizada en inversa. Valores mayores de
BVGS provocan una conducción por avalancha de la unión.
1.4 MODELOS DEL TRANSISTOR NJFET
Análogamente a lo efectuado con el transistor bipolar se van a presentar dos modelos
para el JFET: uno para analizar el funcionamiento del transistor JFET con señales
continuas y otro para las señales alternas aplicadas sobre un punto de operación de la
región de saturación.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
123
En primer lugar se presentan los modelos para las diferentes regiones de operación, a
saber, corte, saturación y zona lineal. A partir de las ecuaciones dictadas por este modelo,
se deducen posteriormente las expresiones necesarias para el análisis de señales de
alterna de pequeña amplitud.
1.4.1 Modelo estático ideal Para el transistor NJFET, el modelo viene representado en la
Figura 10.10 El valor de ID depende de la región de funcionamiento del transistor.
Figura 10.10: Esquema circuital del modelo del transistor JFET
1. Región de corte: la condición de la región de corte es que el canal esté
completamente estrangulado en las proximidades de la fuente, lo que sucede
cuando la tensión puerta-fuente alcance la tensión de estrangulamiento (VGS VP
VGD> VPVGS> VP+ VDS
Estas condiciones equivalen a admitir que el canal de conducción no se estrangula por la
zona de deplección en inversa tanto en el extremo de drenaje como en la fuente. El valor
que toma la corriente ID es
1. Región de saturación: la región de saturación tiene lugar cuando la tensión entre
drenador y puerta alcanza la tensión de estrangulamiento. Para que ello ocurra, el
canal N, tiene que estar estrangulado en el extremo cercano al drenaje, pero no en
el extremo del canal cercano a la fuente. Entonces, al igual que en el caso
anterior, deben ocurrir dos condiciones:
o
o
VGS> VP
VGD< VPVGS< VP+ VDS
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
124
En este caso la intensidad ID ya no depende de VDS, siendo su expresión
Por lo general, en los transistores NJFET tanto VP como VGS toman valores negativos,
mientras que VDS e IDSS son positivos, tomando la dirección ID tal y como aparece en el
modelo.
1.4.2 MODELO PARA SEÑALES ALTERNAS
Para la deducción del mismo se consideran las siguientes hipótesis:
•
•
Transistor polarizado en la región de saturación
Oscilaciones alternas de baja amplitud y baja frecuencia
1.4.2.1 Expresiones generales De entre las diversas opciones posibles, para la
deducción del modelo se escogen como variables independientes las tensiones VGS y VDS,
mientras que las dependientes son las corrientes IG e ID. De este modo, las ecuaciones
características del transistor vendrán dadas por dos funciones f1 y f2 tales que:
Las tensiones y corrientes de un punto de polarización concreto vendrán dadas por las
expresiones anteriores:
Supongamos que sobre este punto de operación Q se añade una componente alterna,
caracterizada por un VGS y por un VDS. Las oscilaciones de las corrientes pueden
calcularse como:
A partir de este momento, para simplificar la notación se escribirán con letra minúscula los
incrementos de las variables. La expresión anterior admite una representación matricial:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
125
en donde los coeficientes yij se llaman parámetros admitancia.
•
•
•
•
yis : Admitancia de entrada (-1)
yrs: Admitancia de transferencia inversa (-1)
yfs : Transconductancia (-1). Se suele nombrar como gm
yos : Admitancia de salida (-1)
1.4.2.2 Cálculo de los parámetros admitancia
Para el cálculo de los parámetros yij se van a emplear las expresiones resultantes del
modelo estático para la región de saturación.
•
•
Función f1 =>
Función f2 =>
La representación circuital de este modelo simplificado responde al mismo esquema
presentado en la Figura 10.10.
10.2 TRANSISTOR MOSFET
Las prestaciones del transistor MOSFET son similares a las del JFET, aunque su principio
de operación y su estructura interna son diferentes. Existen cuatro tipos de transistores
MOS:
•
•
•
•
Enriquecimiento de canal N
Enriquecimiento de canal P
Empobrecimiento de canal N
Empobrecimiento de canal P
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
126
Los símbolos son:
Figura 10.11: Transistores MOSFET
La característica constructiva común a todos los tipos de transistor MOS es que el
terminal de puerta (G) está formado por una estructura
de tipo
Metal/Óxido/Semiconductor. El óxido es aislante, con lo que la corriente de puerta es
prácticamente nula, mucho menor que en los JFET. Por ello, los MOS se emplean para
tratar señales de muy baja potencia.
2.1 PRINCIPIO DE OPERACION
De entre todos los tipos de transistores MOS existentes se va a analizar el principio de
funcionamiento de dos de ellos: los NMOS de enriquecimiento y empobrecimiento.
2.1.1 NMOS de enriquecimiento
En la Figura 12 se presenta el esquema de un MOS de canal N de enriquecimiento.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
127
Figura 10.12: Esquema del transistor NMOS de enriquecimiento
Supongamos que se aplica una tensión VDS mayor que cero mientras que VGS se
mantiene en cero. Al aplicar una tensión positiva a la zona N del drenaje, el diodo que
forma éste con el sustrato P se polarizará en inversa, con lo que no se permitirá el paso
de corriente: el MOS estará en corte.
Sigamos suponiendo, y pensemos ahora que aplicamos un potencial VGS positivo,
mientras mantenemos la VDS positiva también. La capa de aislante de la puerta es muy
delgada, tanto que permite al potencial positivo aplicado repeler a los huecos y atraer a
los electrones del material P. A mayor potencial aplicado, mayor número de electrones
será atraído, y mayor número de huecos repelido. La consecuencia de este movimiento
de cargas es que debajo del terminal G se crea un canal negativo, de tipo N, que pone en
contacto el drenaje con la fuente. Por este canal puede circular una corriente.
Recapitulando, por encima de un valor positivo VGS = VTH se posibilita la circulación de
corriente ID (Figura 10.13). Nos encontramos ante una región de conducción lineal.
Figura 10.13: Esquema del transistor NMOS de enriquecimiento en conducción
Si el valor de VDS aumenta, la tensión efectiva sobre el canal en las proximidades del
drenaje (VGS – VDS) va disminuyendo, con lo que el canal se estrecha en dicha zona, y se
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
128
pierde la linealidad en la relación ID – VDS. Finalmente se llega a una situación de
saturación similar a la que se obtiene en el caso del JFET.
2.1.2 NMOS de empobrecimiento
En la Figura 10.14 se presenta el esquema de un MOS de canal N de empobrecimiento.
Figura 10.14: Esquema del transistor NMOS de empobrecimiento
En este caso el canal ya está creado. Por lo tanto, si con VGS = 0 aplicamos una tensión
VDS aparecerá una corriente de drenaje ID. Para que el transistor pase al estado de corte
será necesario aplicar una tensión VGS menor que cero, que expulse a los electrones del
canal.
Figura 10.15: Esquema del transistor NMOS de empobrecimiento en corte
También en este caso, la aplicación de una VDS mucho mayor que VGS provoca una
situación de corriente independendiente de VDS.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
129
2.2 CURVAS CARACTERISTICAS
Con los transistores MOS se manejan dos tipos de gráficas: la característica VGS – ID, con
VDS constante, y la VDS – ID con VGS constante.
2.2.1 Transistor NMOS de enriquecimiento
Figura 10.16: Característica VGS – ID del transistor NMOS de enriquecimiento
En la Figura 10.16 se pone de manifiesto cómo la intensidad ID aumenta bruscamente
cuando se supera la tensión umbral VTH (Threshold Voltage) y se crea el canal. Es un
componente idóneo para conmutación, puesto que pasa de un estado de corte a uno de
conducción a partir de un valor de la señal de control. En los dispositivos con el terminal
de puerta de aluminio y el aislante de óxido de silicio, la tensión umbral está en torno a los
cinco voltios.
Figura 10.17: Característica VDS – ID del transistor NMOS de enriquecimiento
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
130
La característica VDS – ID del transistor NMOS de enriquecimiento es muy similar a la del
JFET, pero los valores de VGS cambian: en este caso la conducción se da para voltajes
positivos por encima del umbral.
2.2.2 Transistor NMOS de empobrecimiento
Figura 10.18: Característica VGS – ID del transistor NMOS de enriquecimiento
El NMOS de empobrecimiento puede funcionar también
como transistor de
enriquecimiento. Si la tensión VGS se hace positiva se atraerán electrones al canal.
Además, a diferencia de los JFET, la impedancia de entrada continua siendo muy
elevada.
Figura 10.19: Característica VDS – ID del transistor NMOS de empobrecimiento
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
131
2.3 PARAMETROS COMERCIALES
Los parámetros comerciales más importantes del transistor MOS son análogos a los de
los JFET presentados en el apartado 1.3.
2.4 MODELOS CIRCUITALES
Tal y como se ha visto, las curvas de funcionamiento de los transistores MOS son
similares a las de los JFET. Por ello, todos admiten una representación circuital análoga.
2.4.1 MODELO ESTÁTICO DE SCHICHMAN-HODGES
El modelo estático del transistor MOSFET se denomina modelo de Schichman-Hodges.
Es un modelo muy parecido al modelo de los transistores JFET, descrito anteriormente. El
circuito equivalente se compone de un interruptor abierto y una fuente de intensidad
(Figura 20) cuyo valor ID depende de la región de funcionamiento del transistor.
Figura 10.20: Modelo de Schichman-Hodges para el transistor FETMOS
Para el transistor NMOS de enriquecimiento las regiones de funcionamiento son:
1. Región de corte
o
o
Condición VGSVTH
VGD< VTHVGS< VTH+VDS
•
Intensidad:
Donde K es una constante que depende del material y de las dimensiones del transistor
•
•
•
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
132
me es la movilidad de los electrones, que depende del material y la temperatura
W, L son la anchura y la longitud del canal. Factores geométricos que dependen
del diseño del transistor.
C'OX es la capacidad por unidad de superficie del condensador que forman el metal
de la puerta con el canal. Depende fuertemente del espesor del óxido de puerta.
1. Región de saturación
o
Condiciones VGS> VTH
VGD> VTHVGS> VTH+VDS
•
Intensidad:
2.4.2 MODELO PARA SEÑALES ALTERNAS
Para el caso en el que el transistor soporte señales alternas de pequeña amplitud y baja
frecuencia sobre un punto de polarización en región de saturación, puede demostrarse de
forma análoga a como se ha realizado para el transistor JFET que la transconductancia gm
se calcula a través de la siguiente expresión
MOSFET DE ENRIQUECIMIENTO:
El MOSFET E difiere del MOSFET D en que no tiene la capa delgada de material n
sino que requiere de una tensión positiva entre la compuerta y la fuente para
establecer un canal. Este canal se forma por la acción de una tensión positiva
compuerta a fuente, vGS, que atrae electrones de la región de sustrato ubicada entre el
drenaje y la compuerta contaminados de tipo n. Una vGS positiva provoca que los
electrones se acumulen en la superficie inferior de la capa de oxido. Cuando la tensión
alcanza el valor de umbral, VT, han sido atraídos a esta región los electrones
suficientes para que se comporte como canal n conductor. No habrá una corriente
apreciable iD hasta que vGS excede VT.
La longitud del canal del MOSFET E depende de las limitaciones dimensionales de las
mascaras fotográficas usadas en el proceso de difusión durante la manufactura, y el
canal es muy estrecho.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
133
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
134
MOSFET DE ENRIQUECIMIENTO
MOSFET V
Es un tipo especial de MOSFET E con una estructura física que permite la operación
con corriente más elevada y voltaje drenaje-fuente más alto que el MOSFET E
convencional. Así el MOSFET V es particularmente apropiado para el uso de alta
potencia y compite exitosamente con transistores bipolares de potencia en muchas
aplicaciones de amplificación y conmutación este dispositivo es de enriquecimiento y
carece de canal entre drenaje y la fuente hasta que la compuerta se hace positiva con
respecto a la fuente. El MOSFET V tiene dos conexiones de fuente y el canal se
induce verticalmente a lo largo de ambos lados del corte en V entre el drenaje
(Sustrato n+,en donde n+ indica un mayor nivel de dopado que n-) y las conexiones de
fuente, creando un canal relativamente ancho. La longitud del canal se establece por
el espesor de las capas, que se controla por densidades de dopado y tiempo de
difusión, más que por las dimensiones de las mascaras. La forma en V hace posible
que existan canales muchos más cortos y amplios que en el MOSFET E convencional.
Los canales más cortos y amplios en el MOSFET V permiten corrientes más altas y,
de este modo una disipación de potencia más elevada. LA respuesta en frecuencia
también mejora considerablemente.
MOSFET DE COMPUERTA DUAL
Puede ser un MOSFET del tipo de empobrecimiento o de enriquecimiento. La única
diferencia es que tiene dos compuertas. Sabemos que una desventaja de los FET es
su alta capacitancia de entrada, que restringe sus uso a frecuencias mas altas.
Mediante el empleo de un dispositivo de compuerta dual se reduce la capacitancia de
entrada, haciendo así bastante útil al dispositivo en aplicaciones de amplificación de
RF de alta frecuencia. Otra ventaja del arreglo en compuerta dual es que permite una
entrada de control automático de ganancia (CAG) en algunos amplificadores de RF.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
135
CARACTERÍSTICAS DE LOS CIRCUITOS MOSFET:
– Velocidad de Operación 50 ns.
–
–
–
Margen de Ruido 1.5 V
Factor de Carga 50
Consumo de Potencia 0.1 mW
10.3 APLICACIONES DE LOS TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO
3.1 EN ELECTRONICA ANALOGICA
Para estas aplicaciones se emplean transistores preparados para conducir grandes
corrientes y soportar elevadas tensiones en estado de corte.
•
•
•
Resistencias variables de valor gobernable por tensión (variando la anchura del
canal).
Amplificadores de tensión, especialmente en la amplificación inicial de señales de
muy baja potencia.
Control de potencia eléctrica entregada a una carga.
En el caso de la amplificación los circuitos se diseñan para que el punto de operación DC
del MOS se encuentre en la región de saturación. De este modo se logra una corriente de
drenaje dependiente sólo de la tensión VGS.
3.2 EN ELECTRONICA DIGITAL
Los MOS se emplean a menudo en electrónica digital, debido a la capacidad de trabajar
entre dos estados diferenciados (corte y conducción) y a su bajo consumo de potencia de
control. Para esta aplicación se emplean dispositivos de muy baja resistencia, de modo
que idealmente pueda considerarse que:
•
•
La caída de tensión en conducción es muy pequeña.
La transición entre el estado de corte y el de conducción es instantánea.
Desde su aparición los MOSFET son muy usados, porque aseguran una distorsión más
baja, al controlar el desprendimiento térmico que se produce durante el procesado de la
señal. Alguna de las aplicaciones son:
En un sistema de neutralización de aguas residuales se usan circuitos con MOSFET.
El objetivo de este sistema es el tratamiento de desechos el cual se hace a través de
las mediciones del PH de agua el cual se ajusta a un valor neutro de 7. Las soluciones
con valores de PH menores que 7 son ácidas, y aquellas con valores de PH mayores
que 7 son básicas. Los detectores de PH están situados en tres puntos, y las salidas
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
136
de los detectores son modificadas por los circuitos detectores con MOSFET los cuales
aceptan los voltajes de los detectores de PH y lo convierten a forma digital mediante
convertidores analógico-digital. El controlador usa los datos digitales para neutralizar
el agua mediante el control de la cantidad de ácido o base que se agrega, y los
valores de PH se muestran en las lecturas de los paneles digitales. Dado que los
detectores de PH tienen una alta resistencia de salida, en los circuitos de detección de
PH se utilizan dispositivos MOSFET, debido a su alta resistencia de entrada. Cada
salida de un MOSFET es proporcional al valor medio de PH, y es cambiada a un
número digital por los convertidores A/D.
LAS MEMORIAS EPROM, o Memorias sólo de Lectura Reprogramables, se
programan mediante impulsos eléctricos y su contenido se borra exponiéndolas a la
luz ultravioleta (de ahí la ventanita que suelen incorporar este tipo de circuitos), de
manera tal que estos rayos atraen los elementos fotosensibles, modificando su
estado. Las EPROM se programan insertando el chip en un programador de EPROM.
Y aplicando en un pin especial de la memoria una tensión entre 10 y 25 Voltios
durante aproximadamente 50 ms, según el dispositivo, al mismo tiempo se direcciona
la posición de memoria y se pone la información a las entradas de datos. Este proceso
puede tardar varios minutos dependiendo de la capacidad de memoria.
La memoria EPROM, se compone de un arreglo de transistores MOSFET de Canal N
de compuerta aislada. En la figura se observa el transistor funcionando como celda de
memoria en una EPROM.
–
Vista de la Ventanita de una EPROM
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
137
Celda de memoria de una EPROM
Las EPROMs también emplean como transistores de puerta dual o FAMOS (Floating Gate
Avalanche-Injection Metal-Oxide Semiconductor) de cargas almacenadas.
Estos transistores son similares a los transistores de efecto de campo (FETs) canal-P,
pero tienen dos compuertas. La compuerta interior o flotante esta completamente rodeada
por una capa aislante de dióxido de silicio; la compuerta superior o compuerta de control
es la efectivamente conectada a la circuitería externa.
Inicialmente, la puerta flotante esta descargada, y el transistor se comporta como un
transistor MOS normal. No obstante, mediante un equipo programador, se puede
acumular carga en la puerta flotante aplicando una sobre tensión a la puerta y al drenador
del transistor. Esta acumulación de electrones en la segunda puerta tiene el efecto de
aumentar el umbral del transistor a un valor tal que no conduce aunque se direccione la
celda. Así pues la cantidad de carga eléctrica almacenada sobre la compuerta flotante
determina que el bit de la celda contenga un 1 o un 0.
FAMILIA MOS
Los transistores de la tecnología MOS (Metal Oxide Semiconductors) son transistores de
efecto de campo a los que llamamos MOSFET, la gran mayoría de los circuitos integrados
digitales MOS se fabrican solamente con este tipo de transistores.
El MOSFET tiene varias ventajas: es muy simple, poco costoso, pequeño y consume muy
poca energía. Los dispositivos MOS ocupan mucho menos espacio en un CI que los BJT,
un MOSFET requiere de 1 milésimo cuadrado del área del CI mientras que un BJT ocupa
50 milésimos del área del CI. Esta ventaja provoca que los circuitos integrados MOS
estén superando por mucho a los bipolares en lo que respecta a la integración a gran
escala (LSI, VLSI). Todo esto significa que los CI MOS pueden tener un número mucho
mayor de elementos en un solo substrato que los circuitos integrados bipolares.
La velocidad de este tipo de tecnología es relativamente lenta cuando se compara con los
BJT, esto se puede considerar como una de sus principales desventajas.
Los CI digitales MOS utilizan exclusivamente MOSFET de incremento, además nos
interesa utilizarlos solamente como interruptores al igual que se usan los BJT en la familia
TTL.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
138
En los MOSFET canal N, el voltaje de la compuerta a la fuente VGS es el voltaje que
determina si el dispositivo esta en ENCENDIDO o en APAGADO. Cuando VGS = 0 V, la
resistencia del canal es muy alta de 1010 , o sea, que no existe un canal conductor entre
la fuente y el drenaje ya que para propósitos prácticos esto es un circuito abierto. Mientras
VGS sea cero o negativo el dispositivo permanecerá apagado. Cuando VGS se hace
positivo, en particular un valor mayor al voltaje de umbral (VT) que por lo general es de
1.5 V, el MOSFET conduce. En este caso el dispositivo esta encendido y la resistencia del
canal entre la fuente y el drenaje es de 1 k . El MOSFET canal P opera exactamente
igual excepto que emplea voltajes de polaridad opuesta. Para encender los P-MOSFET,
debe aplicarse un voltaje VGS negativo que exceda VT.
Los circuitos integrados P-MOS y N-MOS tiene una mayor densidad de integración por lo
que son más económicos que los CMOS. Los N-MOS son más comunmente utilizados
que los P-MOS, ya que son dos veces más rápidos y tienen cerca de dos veces la
densidad de integración de los P-MOS.
En las siguientes figuras se muestran un inversor N-MOS, una NAND N-MOS y una NOR
N-MOS.
En el circuito del inversor tenemos que Q1 siempre esta en el estado de encendido y
actúa como una resistencia de carga RENC = 100 k . El transistor Q2 cambiara a
apagado o encendido en respuesta al voltaje de entrada VEN.
Con VEN = 0 V, Q2 está apagado con VEN = 5 V. Q2 esta encendido y el voltaje de salida
está en su nivel BAJO.
En la compuerta NAND Q1 actúa como una resistencia de carga, mientras que Q2 y Q3
son los interruptores controlados por las entradas A y B. Si A o B esta en su nivel BAJO
(0V), el transistor está apagado y X esta en su nivel ALTO (+5 V). Cuando A y B están en
1 lógico, Q2 y Q3 están encendidos de modo que X esta en un 0 lógico.
La compuerta NOR utiliza Q2 y Q3 como interruptores paralelos con Q1. Cuando A o B
esta en 1 lógico, el MOSFET correspondiente esta encendido, lo que provoca en la salida
un nivel BAJO. Sólo cuando ambas entradas estan en 0 V, Q2 y Q3 estan apagados y la
salida es ALTA.
CARACTERÍSTICAS DE LOS CIRCUITOS MOS
Velocidad de Operación 50 ns.
Margen de Ruido 1.5 V
Factor de Carga 50
Consumo de Potencia 0.1 mW
Como podemos ver los circuitos MOS tiene algunos aspectos mejores y otros peores en
comparación con los TTL o los ECL. El tiempo de retardo tan alto se debe a la alta
resistencia de entrada que tienen estos dispositivos y a la capacitancia de entrada
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
139
razonablemente alta. Los MOS consumen muy pequeñas cantidades de potencia por lo
que son ampliamente utilizados para el LSI y el VLSI, donde se guardan grandes
cantidades de compuertas en un solo encapsulado sin ocasionar sobrecalentamiento.
Otro aspecto favorable es que los MOS son muy simples de fabricar, no requiere de otros
elementos como resistencias o diodos. Esta característica y su bajo consumo de potencia
son la causa de su gran auge en el campo digital.
La familia lógico MOS tiene una característica que no se había tomado en cuenta en las
familias anteriormente estudiadas, la sensibilidad estática. Esto es, que los dispositivos
MOS son sensibles a daño por electricidad estática. Al grado de que las mismas cargas
almacenadas en el cuerpo humano pueden dañarlos. La descarga electrostática provoca
grandes pérdidas de estos dispositivos y circuitos electrónicos por lo que se deben tomar
medidas especiales como: conectar todos los instrumentos a tierra física, conectarse a sí
mismo a tierra física, mantener los CI en una esponja conductora o en papel aluminio;
todo esto para evitar cargas electrostáticas que puedan dañar los dispositivos MOS.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
140
CIRCUITOS LOGICOS MOS COMPLEMENTARIOS
La familia CMOS utiliza MOSFET de canales P y N en el mismo circuito para obtener una
mayor velocidad de operación y un menor consumo de potencia. El problema de los
CMOS es la elevada complejidad del proceso de fabricación y su pequeña densidad de
integración..
Sin embargo, la lógica CMOS tiene una mayor densidad de integración y el proceso de
fabricación es más simple que la familia TTL.
En las figuras se representan los P-MOSFET y los N-MOSFET con unos bloques
marcados con P y N respectivamente. El inversor CMOS tiene dos MOSFET en serie de
modo que el dispositivo con canal P está conectado a +VDD y el de canal N esta
conectado a tierra. Cuando tenemos VENT = +VDD la compuerta de Q1 esta en 0V, esto
quiere decir que Q1 está apagado. La compuerta Q2 estará en +VDD, de esta manera Q2
esta encendido. En el caso donde VENT = 0 V, Q1 esta encendido y Q2 apagado
produciendo un voltaje de salida de aproximadamente + VDD.
La compuerta NAND está formada por la adición de un P-MOSFET en paralelo con un N-
MOSFET en serie al inversor básico. Puede observarse entonces, que la única vez que
una salida BAJA ocurrirá es cuando las entradas sean ambas ALTAS para encender los
MOSFET de canal N.
Para una compuerta NOR CMOS necesitamos agregar un P-MOSFET en serie y un N-
MOSFET en paralelo al inversor básico. Cuando tenemos un 0 lógico en cualquier entrada
enciende P-MOSFET y apaga N-MOSFET, y viceversa para una entrada ALTA.
10.4 TALLER
1. En un transistor NJFET con IDSS=10mA y VP = – 5 V se mide una intensidad de
drenaje ID = 1mA. Hallar cuánto vale la tensión VGS si se admite que trabaja en la
región de saturación. Hallar la tensión de alimentación E mínima para que el
transistor trabaje en saturación.
2. En el circuito de la figura, se pide:
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
141
1.- La tensión VGS si se admite que el transistor está en saturación.
2.- Si VIN = 5V, calcular cuánto vale VDS.
Datos del transistor: IDSS = 5mA; VP= – 3V
3. Sea el circuito de la figura formado por un transistor NJFET y una resistencia. Se
pide:
1.- Indicar la región de funcionamiento del transistor.
2.- Calcular el punto de operación del transistor.
3.- Si se cambia la resistencia por otra de valor 1k, hallar el nuevo punto de operación del
transistor.
Datos del transistor: IDSS = 2mA; VP= – 3V
4. El transistor NJFET de la figura tiene una IDSS=12mA y VP=-4V. Determinar el valor
mínimo de E para que el transistor trabaje en la región de saturación.
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
142
5. Calcular los valores de VDS y VGS del transistor de la figura si se admite que
ID=5mA.
6. Determinar el punto de operación del transistor FET de la figura suponiendo que
se encuentra en zona de saturación.
Datos: IDSS=5mA VP=-4V
7. Hallar el punto de operación del transistor de la figura. Datos: IDSS=15mA; VP=-10V
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
143
8. En el circuito de la figura, calcular la resistencia de entrada RIN y la tensión de
salida VOUT
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