Diseño electrónico análogo (página 4)

Partes: 1, 2, 3, 4, 5

. Si se conecta una resistencia de 4.7k a la salida del circuito, calcular
la tensión de salida. Datos del transistor: IDSS=8mA, VP=-10V
9. En el circuito de la figura se ha utilizado un transistor 2N5460. Calcular la ganancia
de tensión del circuito. Nota: Utilizar para ello los valores medios de los parámetros
del transistor.
10. Determinar la ganancia de tensión del circuito de la figura. Datos del transistor:
gm=3.8 mmhos

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
144
11. El sencillo circuito de la figura es una fuente de corriente que alimenta una carga
RL.

a) Calcúlese el valor de la corriente I que circula por esa carga si el transistor se
encuentra en la región de saturación.

b) Hallar la resistencia RL máxima que se puede alimentar con la intensidad hallada
mediante el circuito anterior

Si el transistor JFET de la figura es un transistor comercial 2N5486, calcular entre qué
valores se puede esperar que varíe la intensidad I cuando el transistor trabaja en la región
de saturación. Datos: Idss=10mA; VP=-5V.
12. Con el transistor 2N5457 y otros componentes que crea necesarios, diseñe una
fuente de corriente constante de 0.2mA. ¿Cuál será la carga máxima que puede
alimentar la fuente de corriente?
13. En el circuito de la figura, calcular la tensión de salida si la tensión de entrada es
3V. Considerar que el transistor trabaja en la región de saturación. Datos
adicionales: R=100K; E=15V

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
145

14. La tensión de entrada Vin es una tensión que varía muy lentamente con el tiempo
de manera que, se puede resolver el circuito mediante un análisis en continua. Si
E=10V e ID=1mA, calcular la relación entre Vout y Vin. ¿Qué intensidad ID se debe
establecer en la fuente si se quiere que Vout=Vin? Datos del transistor: IDSS=3mA
VP=-5V
15. En el circuito de la figura, si ambos transistores son idénticos y se encuentran
térmicamente acoplados. Hallar la relación entre VOUT y VIN.
16. Determinar el valor de las salidas V01 y V02 cuando VIN valga cero y diez voltios.
Datos: VTH = 5 V. ECC = 20 V.
17. Para el diseño de una puerta lógica inversora, se realiza un esquema como el que
se representa a continuación.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
146
a) Calcular aproximadamente la potencia generada en la fuente de 8 Voltios en los
estados lógicos '1' y '0' de la entrada (10 V. y 0 V. Respectivamente).

b) ¿Qué misión tiene la resistencia de 15 K ?.

18. El siguiente circuito lógico está diseñado según la técnica CMOS (Complementary-
MOS).

Se denomina así por que emplea en el mismo circuito transistores NMOS y PMOS.
a) Explicar su funcionamiento y determinar qué tipo de puerta lógica es.

b) Comparar este circuito con el del anterior. ¿Qué ventajas presenta en cuanto a
consumo de potencia?.

19. Seleccionar el transistor más apropiado para el circuito lógico siguiente (0 < VIN <
10V) (Calcular los parámetros comerciales del transistor):

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
147
20. Determinar a qué tipo de puerta lógica corresponden los dispositivos de la figura
(Entradas: V1 y V2; Salida: VO)
¿Qué consumo de potencia hay en los estados lógico '1' y '0' de ambos circuitos?

21. El circuito de la figura representa a un transistor actuando como un interruptor.
Cuando se polariza la puerta con una tensión de 15V, el transistor deja pasar una
corriente para alimentar la resistencia de carga. Al polarizar con 0V la puerta, el
transistor permanece en corte. Se pide:

a) Elegir un transistor MOS adecuado para realizar esta función.

b) Calcular aproximadamente la pérdida de potencia en el transistor si la señal de entrada
está comprendida entre 0 y 5V.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
148

22. Un transistor NMOS de deplección tiene un VP=-2V y K=2mA/V2. Calcular la VDS
mínima para operar en la región de saturación si VGS=1V.
23. El transistor MOSFET de deplección de la figura tiene una K=4mA/V2 y VP=-2V.
Calcular la tensión de la fuente
24. Calcular los parámetros que toman las resistencias RD y RS del circuito de la figura
para que el transistor opere con una ID=0.4mA y VD=1.Datos: VTH=2V; K=0.4mA/V2
25. Se desea diseñar un circuito de alarma para un coche de manera que al salir del
coche con las luces encendidas, suene un zumbador. Para detectar la apertura de
la puerta se dispone de un sensor magnético entre la puerta y el coche que se
cierra con la puerta y da una señal de 0V. Al abrir la puerta, el sensor da una señal
de 5V. Por otro lado, se tiene un dispositivo que detecta el paso de corriente en el
circuito de iluminación. Se obtiene una señal de 5V con las luces encendidas y de
0V con las luces apagadas. El zumbador tiene que estar alimentado entre 1 y 16V
y recibir una corriente de 30mA. Diseñe el circuito con los transistores MOSFET
necesarios.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
149

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
150

II. EL AMPLIFICADOR OPERACIONAL

Se llama así porque fue diseñado inicialmente para llevar a cabo operaciones matemáticas de suma e
integración en computadores analógicos. Estos son circuitos integrados de gran aceptación por su
diversidad, alto rendimiento y buen nivel de desempeño. La figura a muestra su representación
simbólica.
•
•
•
Figura a. Representación y características del amplificador operacional.

Las características de un amplificador operacional ideal son:

La ganancia en lazo abierto debe ser muy alta, idealmente infinito.
Su impedancia de entrada debe ser alta, idealmente infinita
Su impedancia de salida debe ser baja (idealmente cero).
De estas características se desprenden dos reglas de suma importancia dentro del análisis de circuitos
con amplificadores operacionales.

Regla 1. En un amplificador retroalimentado el voltaje de entrada diferencial es igual a cero.

Regla 2. La corriente de entrada del amplificador operacional ideal es igual a cero.

Con base en estas dos reglas podemos examinar los siguientes modos de configuración.

El concepto original del AO (amplificador operacional) procede del campo de los computadores
analógicos, en los que comenzaron a usarse técnicas operacionales en una época tan temprana como
en los años 40. El nombre de AO deriva del concepto de un amplificador dc (amplificador acoplado en
continua) con una entrada diferencial y ganancia extremadamente alta, cuyas características de
operación estaban determinadas por los elementos de realimentación utilizados. Cambiando los tipos y

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
151
disposición de los elementos de realimentación, podían implementarse diferentes operaciones
analógicas; en gran medida, las características globales del circuito estaban determinadas solo por estos
elementos de realimentación. De esta forma, el mismo amplificador era capaz de realizar diversas
operaciones, y el desarrollo gradual de los AOs dio lugar al nacimiento de una nueva era en los
conceptos de diseño de circuitos.
Los primeros AOs usaban el componente básico de su tiempo: la válvula de vacío. El uso generalizado
de los AOs no comenzó realmente hasta los años 60, cuando empezaron a aplicarse las técnicas de
estado sólido al diseño de circuitos AOs, fabricándose módulos que realizaban la circuitería interna del
AO mediante diseño discreto de estado sólido. Entonces, a mediados de los 60, se introdujeron los
primeros AOs de circuito integrado. En unos pocos años los AOs integrados se convirtieron en una
herramienta estándar de diseño, abarcando aplicaciones mucho más allá del ámbito original de los
computadores analógicos. Con la posibilidad de producción en masa que las técnicas de fabricación de
circuitos integrados proporcionan, los AOs integrados estuvieron disponibles en grandes cantidades, lo
que, a su vez contribuyó a rebajar su costo. El amplificador, que era un sistema formado antiguamente
por muchos componentes discretos, ha evolucionado para convertirse en un componente discreto él
mismo, una realidad que ha cambiado por completo el panorama del diseño de circuitos lineales. Con
componentes de ganancia altamente sofisticados disponibles al precio de los componentes pasivos, el
diseño mediante componentes activos discretos se ha convertido en una pérdida de tiempo y de dinero
para la mayoría de las aplicaciones dc y de baja frecuencia. Claramente, el AO integrado ha redefinido
las “reglas básicas” de los circuitos electrónicos acercando el diseño de circuitos al de sistemas. Lo que
ahora se debe hacer es conocer adecuadamente los AOs, cómo funcionan, cuáles son sus principios
básicos y estudiar sus aplicaciones.
Los AOs se diseñan para utilizarse con componentes externos y de esta manera proporcionar las
funciones de trasferencia requeridas, mejorar las capacidades y la versatilidad, y cambiar las
características de operación. Estas características incluyen respuesta en frecuencia, desplazamiento de
fase de la señal, ganancia y función de transferencia. Los componentes se colocan en uno o más
circuitos retroalimentados y en los terminales de entrada.
1. CONCEPTOS BÁSICOS SOBRE LOS AMPLIFICADORES
Uno de los bloques funcionales más importantes de los sistemas electrónicos lineales es
el amplificador. A continuación se estudiarán algunas características externas de los
amplificadores. Un amplificador puede ser considerado como una red de dos puertos, uno
de entrada y uno de salida. Por lo cual, como todo cuadripolo, tiene cuatro parámetros a
ser considerados: tensión y corriente a la entrada y tensión y corriente a la salida. La
tensión (o corriente) de salida está relacionada con la tensión (o corriente) de entrada
mediante un parámetro de ganancia. Si la señal de salida es directamente proporcional a
la señal de entrada, de tal manera que la salida sea una réplica de la señal de entrada, se
dice que el amplificador es lineal, es decir,
(1)
Donde xo y xi son las señales de salida y entrada respectivamente, y Ak es la ganancia del
amplificador. Se definen cuatro tipos de amplificadores básicos, según las variables
dependientes e independientes que se tengan:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
152
• Amplificador de tensión
(2)
• Amplificador de corriente
(3)
• Amplificador de transimpedancia
(4)
• Amplificador de transconductancia
(5)
También se definen otros dos parámetros importantes en el análisis de los amplificadores
lineales:
• Impedancia de entrada
(6)
• Impedancia de salida
(7)
La impedancia de entrada es la medida de la corriente extraída por el amplificador.
Mientras que la impedancia de salida es el valor de la impedancia dinámica interna vista
desde las terminales de salida de un amplificador; es decir, es la impedancia equivalente
de Thévenin.
1.1. Amplificador como parte de una red
Las señales de salida de los transductores pueden estar dadas en V ó A y son en general
débiles (del orden de los µV o pA), además poseen una cantidad de energía muy baja
(pW o nW ). De otra parte pueden estar en un lugar remoto, por lo cual la transmisión y
adquisición de las señales generadas debe hacerse a través de un medio adecuado, v.
gr., transformando una señal de tensión a corriente para formar un lazo de corriente y
evitar las pérdidas ohmicas en la línea de transmisión. Para esto se deben analizar las
topologías básicas de los amplificadores planteadas aquí. Se analizarán los diferentes
amplificadores conectados a una cierta fuente de señal y a una carga determinada.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
153
Amplificador de tensión

En este caso se tiene (ver Fig. 1(a)):
Figura 1: (a) Amplificador de tensión. (b) Fuente de tensión controlada
por tensión.
de donde
Entonces, la ganancia de tensión está dada por
(8)
Para máxima ganancia de tensión se debe cumplir
(9)

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
154

Esto significa que un buen amplificador de tensión debe tener alta impedancia de
entrada y muy baja impedancia de salida. Este es el caso de la mayoría de AOs
convencionales.

Por lo tanto,
(10)
y
(11)

El sistema se comporta como una fuente de tensión controlada por tensión (VCVS) o
convertidor tensión a tensión, como se muestra en la Fig. 1(b).

Amplificador de corriente

En este caso se tiene (ver Fig. 2(a)):
Figura 2: (a) Amplificador de corriente. (b) Fuente de corriente
controlada por corriente.
de donde

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
155
Entonces, la ganancia de corriente está dada por

(12)

Para máxima ganancia de corriente se debe cumplir
(13)

Esto significa que un buen amplificador de corriente debe tener muy baja impedancia de
entrada y muy alta impedancia de salida. Este es el caso de los llamados amplificadores
Norton, tal como el LM3900 y el LM359.

Por lo tanto,
(14)
y
(15)

El sistema se comporta como una fuente de corriente controlada por corriente (CCCS) o
convertidor corriente a corriente, como se muestra en la Fig. 2(b).

Amplificador de transconductancia

En este caso se tiene (ver Fig. 3(a)):

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
156
Figura 3: (a) Amplificador de transconductancia. (b) Fuente de corriente
controlada por tensión.
de donde

Entonces, la ganancia de transconductancia está dada por

(16)

Para máxima ganancia de transconductancia se debe cumplir
(17)

Esto significa que un buen amplificador de transconductancia debe tener alta impedancia
de entrada y alta impedancia de salida. En el comercio se encuentran amplificadores de
transconductancia en estructura monolítica tal como el LM3080 y el LM13700.

Por lo tanto,
(3.2.18)
y

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
157

(19)

El sistema se comporta como una fuente de corriente controlada por tensión (VCCS) o
convertidor tensión a corriente, como se muestra en la Fig. 3(b).

Amplificador de transimpedancia

En este caso se tiene (ver Fig. 4(a)):
Figura 4: (a) Amplificador de transimpedancia. (b) Fuente de tensión
controlada por corriente.
de donde

Entonces, la ganancia de transimpedancia está dada por

(20)

Para máxima ganancia de transimpedancia se debe cumplir

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
158

(21)

Esto significa que un buen amplificador de transimpedancia debe tener muy baja
impedancia, tanto de entrada como de salida.

Por lo tanto,
(22)
y
(23)

El sistema se comporta como una fuente de tensión controlada por corriente (CCVS) o
convertidor corriente a tensión, como se muestra en la Fig. 4(b).
1.3.
Características del Amplificador Operacional:
Para evaluar adecuadamente el potencial de un AO para aplicación específica se requiere
comprender sus características.
Figura 5: Circuito equivalente de un amplificador operacional.

La Fig. 5 representa el circuito equivalente de un AO y sus parámetros. Los parámetros
ilustrados en la Fig. 5 se definen como sigue:
•

•

•

•

•
Corrientes de polarización de entrada (IB1 e IB2) —la corriente que fluye en ambas
entradas del AO.
Tensión de entrada diferencial (VS) —la diferencia de potencial entre la entrada no
inversora (+) y la entrada inversora (-).

Tensión de entrada offset (VIO) —una tensión de entrada generada internamente e
identificada como la tensión que se debe aplicar a los terminales de entrada para
producir una salida de 0 V.

Resistencia de entrada (Ri) —la resistencia de cada entrada cuando la otra está
aterrizada.

Tensión de salida (VO) —tensión normal de salida medida con respecto a tierra.

•

•

•
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
159

Resistencia de salida (RO) —resistencia a la salida del AO.

Ganancia de tensión diferencial (AVD) o ganancia de tensión en lazo abierto (AOL)
—la relación entre las tensiones de salida y de entrada diferencial del AO sin
realimentación externa.

Ancho de banda (BW) —la banda de frecuencias sobre la cual la ganancia (VO/VS)
del AO permanece en los límites deseados (por encima de 3 dB).

El símbolo del generador en la Fig. 3.5 representa la tensión de salida resultante del
producto de la ganancia y la tensión de entrada diferencial (AVD· VS).

Un AO (ver Fig. 6) proporciona una tensión de salida lineal, el cual es proporcional a la
diferencia en la tensión entre los dos terminales de entrada. La tensión de salida será de
la misma polaridad de la resultante entre la diferencia de las tensiones en los terminales
no inversor e inversor. Cuando la entrada no inversora es más positiva que la entrada
inversora, la tensión de salida tendrá una amplitud positiva. Cuando la entrada no
inversora es más negativa que la entrada inversora, la tensión de salida tendrá una
amplitud negativa.
Figura 6: AO Ideal.

Un AO sin realimentación externa desde la salida hasta la entrada se describe como en
modo de lazo abierto. Algunas características de un AO ideal funcionando en el modo de
lazo abierto son:
Ganancia diferencial
Ganancia en modo
común
Tensión de offset
? 8

= 0

= 0
Resistencia de entrada

Resistencia de salida

Ancho de banda
? 8

= 0
? 8
A partir de estas características del AO, se pueden deducir otras dos importantes
propiedades adicionales. Puesto que la ganancia en tensión es infinita, cualquier señal de
salida que se desarrolle será el resultado de una señal de entrada infinitesimalmente
pequeña. Luego, en resumen:
•

•
La tensión de entrada diferencial es nula.

Si la resistencia de entrada es infinita, no existe flujo de corriente en ninguno de
los terminales de entrada.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
160

Estas dos propiedades pueden considerarse como axiomas y se emplearán
repetidamente en el análisis y diseño del circuito del AO. Una vez entendidas estas
propiedades, se puede, lógicamente, deducir el funcionamiento de casi todos los circuitos
con amplificadores operacionales.

2.3.2. Características principales de operación

Las características detalladas y específicas de funcionamiento de un AO particular se
pueden encontrar en las hojas de datos apropiadas. Una hoja de datos de un AO
proporcionará normalmente muchas características eléctricas no genéricas. Las
características eléctricas proporcionadas son para una tensión de alimentación y una
temperatura ambiente específicos y usualmente tendrá unos valores mínimo, típico y
máximo. Las principales características de un AO y su significado son como sigue:
•

•

•

•

•

•

•

•
Corriente de offset de entrada (IIO) —la diferencia entre las dos corrientes de
polarización de entrada cuando la tensión de salida es cero.

Rango de tensión de entrada en modo común (VICR) —el rango de la tensión de
entrada en modo común (es decir, el voltaje común a ambas entradas).

Corriente de salida en corto circuito (IOS) —la máxima corriente de salida que el AO
puede entregar en un corto circuito.

Fluctuación de la tensión de salida (VOPP) —el máximo voltaje de salida pico a pico
que el AO puede entregar sin que ocurra saturación o corte. Esta característica es
dependiente de la resistencia de carga.

Ganancia de tensión diferencial de gran señal (AVD) —la relación entre la
fluctuación del voltaje de salida y la del voltaje de entrada cuando la salida se lleva
a un voltaje de gran señal específico (típicamente ±10 voltios).

Velocidad de cambio (SR) —la tasa de tiempo del cambio del voltaje de salida en
lazo cerrado con el circuito AO llevado a una ganancia de voltaje unitaria (1).

Corriente de alimentación (ICC) —la corriente total que el AO drenará de las fuentes
de polarización cuando está sin carga.

Relación de rechazo en modo común (CMRR) —medida de la habilidad que posee
un AO para rechazar las señales que se presenten simultáneamente en ambas
entradas. La relación del voltaje de entrada en modo común al voltaje generado de
salida y se expresa generalmente en decibeles (dB).

En los parágrafos precedentes se ha discutido las características básicas del AO. Los
parágrafos siguientes proporcionarán una información más detallada.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
161

Ganancia y respuesta en frecuencia

A diferencia del AO ideal, un amplificador operacional típico tiene una ganancia diferencial
y un ancho de banda finitos. Debido a que muchas de las características del AO ideal son
irrealizables, las características de un AO típico difieren significativamente de las del AO
ideal.

La ganancia en lazo abierto de un AO típico se muestra en la Fig. 7 (LM6171). A bajas
frecuencias, la ganancia en lazo abierto es constante. Sin embargo, a altas frecuencias
(por encima de 100 MHz) la ganancia se reduce a una tasa de -6dB/octava. La frecuencia
a la cual la ganancia alcanza al valor unitario se denomina ancho de banda unitario y se
denota por B1.

Cuando una porción de la señal de salida se realimenta a la entrada del AO, la relación
entre el voltaje de salida y el de entrada se denomina ganancia en lazo cerrado. La
ganancia en lazo cerrado es siempre menor que la ganancia en lazo abierto. Debido a
que el error en la ganancia es proporcional a la relación entre la ganancia en lazo cerrado
y la ganancia en lazo abierto, es deseable un valor muy alto de la ganancia en lazo
abierto.
Figura 7: Ancho de banda del AO LM6171.

Producto ganancia—ancho de banda

Cuando se selecciona un AO para una aplicación particular, uno de los factores primarios
que se debe considerar es el producto ganancia—ancho de banda. El producto de la
ganancia en lazo cerrado y la respuesta en frecuencia, permanece constante en cualquier
punto de la porción lineal de la curva de ganancia en lazo abierto (ver Fig. 8).

El ancho de banda es la frecuencia a la cual la curva de ganancia en lazo cerrado
intercepta la curva de ganancia en lazo abierto como se muestra en la Fig. 8. Se puede
obtener el ancho de banda para cualquier ganancia en lazo cerrado, dibujando una línea
horizontal desde la ganancia deseada a la intersección con la curva de ganancia de lazo

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
162

abierto. En un diseño típico, se deberá utilizar un factor de 0.1 o menos de la ganancia en
lazo abierto a una frecuencia dada. Esto asegura que el AO funcionará adecuadamente
con un mínimo de distorsión. Cuando se incrementa la ganancia de voltaje de un circuito
con AO, el ancho de banda se decrementa.
Figura 8: Producto ancho de banda por ganancia vs carga
capacitiva en un AO
LM6171.

Influencia de la resistencia de entrada

La influencia de la resistencia de entrada se puede encontrar aplicando las leyes de
Kirchhoff. De la Fig. 9 se obtiene:

(2.1)

(2.2)

Si la ganancia en lazo abierto es infinita, la tensión de entrada diferencial
será cero y el valor de la resistencia de entrada no tendrá influencia (si no
es cero).
Puesto que VDI = VO/AVD, se tiene:

(2.3)

Por lo tanto,

(2.4)

o

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
163
(2.5)
Figura 9: Influencia de la impedancia de entrada.

Las ecuaciones anteriores indican que la resistencia de entrada tendrá poco o ningún
efecto (a menos que sea pequeña comparada con R1) sobre la relación de la tensión de
salida a la tensión de entrada. Por lo tanto, la ganancia en lazo cerrado para aplicaciones
típicas, es independiente de la resistencia de entrada.

Influencia de la tensión offset de entrada

La tensión offset de entrada (VIO) es una tensión generada internamente y puede ser
considerada como una fuente de voltaje insertada entre las dos entradas (ver Fig. 10).
Además, es una tensión diferencial de entrada resultante del desajuste del AO en las
etapas de entrada.
Figura 10: Influencia de la tensión offset de entrada.

El efecto sobre la corriente I1 e I2 puede ser determinada por las siguientes ecuaciones:

(2.6)

Si la tensión de entrada (VI) es cero, la ecuación es como sigue:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
164

(2.7)

La tensión de salida es la tensión offset de salida (VOO). La siguiente
ecuación
se usa para determinar VOO:

(2.8)

EL valor de la tensión offset de entrada se puede encontrar dividiendo la tensión offset de
salida entre la ganancia de lazo cerrado.

Compensación del offset de entrada

Un AO ideal tiene voltaje offset de entrada cero y no tiene pérdidas de corriente. Sin
embargo, debido al desajuste de los transistores y a las resistencias de entrada del
circuito monolítico, el AO típico tiene un bajo, pero definido, voltaje de offset. La mayoría
de los AOs vienen provistos de conectores para un potenciómetro externo, de modo que
el offset de entrada pueda ser ajustado a cero. El método exacto usado y la resistencia
total del potenciómetro de ajuste nulo es dependiente del tipo de circuito que conforma al
AO. Un AO de propósito general, compensado internamente (v.gr.: un µA741), puede
requerir un potenciómetro de 10k . Un BiFET o AO compensado externamente puede
requerir un potenciómentro de 100k . El voltaje offset de entrada recomendado para
circuitos de ajuste nulo, se muestra usualmente en la hoja de datos.
Figura 11: (a) Pines de anulación de offset conectados a los emisores.
(b) Pines de anulación de offset conectados a los colectores.

Los métodos de anulación de tensión offset de entrada se muestran en la Fig. 11(a) y Fig.
11(b). Se utiliza un circuito similar al que se muestra en la Fig.11, cuando

los pines de anulación de offset (N1 y N2) se conectan a los emisores del generador de
corriente constante. Cuando los pines de anulación de offset se conectan a los colectores
del generador de corriente constante, se usa un circuito similar al que se muestra en la
Fig. 11(b).

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
165

Los valores reales del resistor dependen del tipo del AO usado. Se debe consultar la hoja
de datos apropiada para complementar los procedimientos de nulidad del offset de
entrada.

Coeficiente de temperatura de la tensión offset de entrada

El coeficiente de temperatura de la tensión offset de entrada (tensión offset de deriva) se
específica en voltios por grados Celsius. La cantidad acumulada que ocurre con los
cambios de temperatura se relaciona directamente a cuan cercanamente ajustadas
estaban las características de entrada cuando se fabricó el dispositivo. Los dispositivos de
entrada BiFET (tales como la familia TL080) típicamente tienen de 10 a 12 µV/?C. La
familia de AOs LinCMOS® tienen de 0.7 a 5 µV/?C dependiendo del modo de polarización
seleccionado.
Figura 12: Influencia de la corriente de polarización de entrada.

Influencia de la corriente de polarización de entrada

Tanto la corriente de polarización (I3) como las corrientes de operación normal (I1 e I2)
fluyen a través de los resistores R1 y R3 (ver la Fig. 3.12). La corriente I3 genera una
tensión diferencial de entrada igual al producto R1||R2× I3. La tensión de entrada
diferencial (la cual es similar a la tensión offset de entrada) aparece también como una
componente de la salida la cual es amplificada por la ganancia del sistema. Más tarde se
discutirán algunos métodos para corregir los efectos de la corriente de polarización de
entrada.

Influencia de la resistencia de salida

La influencia de la resistencia de salida se ilustra en la Fig13. La corriente de salida se
puede expresar con la siguiente ecuación:

(2.9)

Si VOI es la tensión de salida del amplificador ideal equivalente y VOR es
la tensión de salida del dispositivo real, entonces VOR se puede
determinar a partir de la siguiente relación:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
166
(2.10)
Combinando (3.3.9) y (3.3.10):
(2.11)
Figura 13: Influencia de la impedancia de salida.

Para el caso ideal, VOI = AvdVDI ; por lo tanto:

(2.12)

Se observa que si la resistencia de salida RO es pequeña, el valor de la tensión de salida
del amplificador real se acercará al ideal.

Rango de entrada en modo común

Se puede definir rango de entrada en modo común como el rango máximo de la tensión
de entrada que se puede aplicar simultáneamente a ambas entradas sin causar corte,
deformación o saturación en las etapas del amplificador. La etapa de entrada debe ser
capaz de operar dentro de las especificaciones para todo el rango dinámico de elongación
en la salida. Si no lo hace, el amplificador puede ir a saturación cuando se exceden los
límites en la entrada. El rango de tensión en modo común especificado de la etapa de
entrada, debe exceder a la máxima elongación de la tensión pico a pico en los terminales
de entrada o la etapa de entrada se puede saturar con los picos. Cuando ocurre la
saturación, la etapa de entrada inversora no invierte más. La realimentación negativa se
transforma en positiva y la etapa permanece en saturación.

Relación de rechazo en modo común (CMRR)

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
167

La relación de rechazo en modo común (CMRR) se puede definir como la razón de la
ganancia de señal diferencial a ganancia de señal en modo común y se expresa en
decibeles (dB)

(2.13)

Un AO ideal responde solamente a las señales de entrada en modo diferencial e ignora
las señales en modo común en ambas entradas. En un circuito típico, sin embargo, los
amplificadores tienen un pequeño, pero definido error en modo común. El rechazo en
modo común es importante para los amplificadores no inversores o diferenciales debido a
que estas configuraciones ven una tensión en modo común. Dependiendo del tipo de
dispositivo, las relaciones de rechazo pueden estar en un rango entre 90 dB y 120 dB.
Generalmente, los AOs bipolares tienen relaciones de rechazo más altas que los
amplificadores con entrada FET.

Influencia de la deriva de corriente y tensión

La tensión de offset de entrada, la corriente de polarización de entrada y las corrientes de
offset diferenciales pueden derivar con la temperatura. Aunque es relativamente fácil
compensar cada uno de estos efectos en si mismos, es dificil corregir la deriva producida
por las variaciones de temperatura. Sin embargo, hay algún control limitado ofrecido en
los diseños, para las características de deriva presentadas. Cuando se esperan
tendencias de deriva en un problema de diseño, se deberá considerar el tipo de
dispositivo, la construcción y la aplicación correspondiente.

Velocidad de respuesta (slew rate)

La velocidad de respuesta se puede definir como la tasa máxima de cambio de la tensión
de salida en la unidad de tiempo, para una tensión escalón aplicada a la entrada (ver Fig.
14).
Figura 14: Efecto de la velocidad de respuesta.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
168

La velocidad de respuesta normalmente se mide con el amplificador conectado en
configuración de ganancia unitaria. Tanto la velocidad de respuesta como el producto
ancho de banda por la ganancia son medidas de la velocidad del AO. En la Fig. 14 se
puede ver el valor de la pendiente de la recta generada en la salida, cuando el
amplificador se excita con un pulso. Por lo tanto, la medida de la velocidad de respuesta
estará dada por

(2.14)
Figura 15: Velocidad de respuesta en un LM6171.

El SR en los AOs típicos varía entre 105[V /s] = SR = 109[V /s]. A continuación se dan los
valores del SR de algunos AOs: Para el OP—07 alimentado con ±15V y con RL = 2k , el
valor típico es de 0.3V/µs, para el LF353 alimentado con ±15V y con RL = 1k , el valor
típico es de 13V/µs, para el LM6171 con Av = +2, vi = 13VPP , el valor típico es de
3600V/µs. Para el caso del LM6171 el SR se determina por la corriente disponible para
cargar y descargar un capacitor interno en un nodo de alta impedancia.

La corriente se define como la relación entre la tensión de entrada diferencial y la
impedancia (resistencia) de entrada equivalente. Por lo tanto, el SR es proporcional al
nivel de la tensión de entrada, por lo que se obtienen valores más altos de SR en
configuraciones de ganancia más bajas (ver Fig. 3.15)
[47].
El SR ocasiona que la forma de onda de salida de un AO real pueda llegar a ser muy
diferente a la de un AO ideal.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
169
Figura 16: Circuito de prueba para observar la velocidad de
respuesta.

Por ejemplo, considérese el amplificador de tensión de la Fig. 16. Puesto que se trata de
un OP—07, presenta un SR = 0.3V/µs. Se ha aplicado una señal de entrada senoidal de
200kHz dada por:

(2.15)

Ancho de banda de potencia

El ancho de banda de potencia de un AO es el margen de frecuencia para el cual el AO
puede producir una señal de salida sinusoidal sin distorsiones, con una amplitud pico igual
al máximo garantizado de la tensión de salida. Se calculará a continuación una expresión
para calcular el ancho de banda de potencia en función del SR y de la amplitud del pico
de la señal de salida. La señal de salida está dada por

Tomando la derivada respecto al tiempo se obtiene

La máxima velocidad de cambio es ?Vop = 2p ƒVop. Igualando esta
expresión al límite de la velocidad de subida se obtiene

Despejando la frecuencia se llega a

(2.16)

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
170
Donde se ha expresado el ancho de banda de potencia total como ƒbp. Una forma de onda
de salida sinusoidal de amplitud total y sin distorsión, solo es posible para frecuencias
inferiores a ƒbp.
Ejercicio 1 Calcular el ancho de banda de potencia de un amplificador operacional OP—
07 si el SR= 0.3V/µs, y la amplitud de la salida máxima garantizada es 14 V.
Solución:
Se sustituye la información proporcionada en la ecuación (2.16) y se obtiene
Por lo tanto, se puede obtener del OP—07 una salida sinusoidal sin distorsión de 14 V de
pico para frecuencias menores de 3.4 kHz.
Ruido
Aunque no se establece como una de las características principales del AO ideal, es
deseable una operación libre de ruido. Los AOs típicos degradan la señal de entrada
agregando componentes de ruido. Los componentes de ruido usualmente son aleatorios y
determinan el límite inferior de la capacidad de manejo de señal. El ruido generalmente se
especifica en la hoja de datos como ruido de entrada equivalente y, como los otros
factores de entrada, se incrementa con la ganancia de la etapa. Hay varias fuentes
potenciales de ruido en un AO. Las más comunes son el ruido térmico, causado por las
resistencias de las dos fuentes, el ruido de corriente interno y los generadores de tensión
de ruido. En aplicaciones normales de audio, la tensión de ruido será la fuente dominante
de ruido en el amplificador. Cuando se incrementa la resistencia de la fuente, el efecto del
ruido corriente (ver Fig. 17) se incrementa hasta que la corriente de ruido y el ruido del
resistor de compensación de polarización en conjunto son los componentes dominantes
del ruido de entrada del amplificador [50]. En las especificaciones estos dos parámetros
se detallan separadamente (ver Figs. 17 y 18). La tensión de ruido se especifica con una
resistencia de la fuente baja (ver Fig. 18).

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
171
Figura 17: Respuesta de corriente de ruido en un amplificador.
Figura 18: Respuesta de tensión de ruido en un amplificador.

Tanto vn como in se dan en términos de densidad de energía. Éstos se miden con un
filtro de ancho de banda estrecho (1Hz de ancho) en una serie de puntos a lo ancho del
espectro útil del amplificador. Los datos usualmente se dan en términos de la tensión de
ruido vs la frecuencia. Datos prácticos o curvas sobre hojas de datos normalmente se dan
como sigue:

Donde en es la densidad de ruido en la tensión de entrada y BW es el ancho de banda en
[Hz]. La Fig.19 corresponde al fragmento de una hoja de datos del AO LM6271
(amplificador con realimentación e corriente) donde se indican algunos de los parámetros
mencionados en este apartado, en particular el ruido de tensión y de corriente en el
dispositivo.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
172
Figura 19: Hoja de datos de un amplificador típico.

En general, los AOs de baja corriente de entrada (FET) o los AOs de baja corriente de
polarización tendrán corriente de ruido más baja y tienden a ser más silenciosos a
impedancias de la fuente por encima de 10k . Por debajo de 10k , la ventaja es ahora
de los AOs bipolares los cuales tienen más bajo ruido en la tensión de entrada. Cuando la
impedancia de la fuente está por debajo de 10k , la resistencia real de la fuente está
compuesta principalmente por la resistencia del generador. La configuración no inversora
del AO tiene menos ganancia de ruido que la configuración inversora para ganancias
bajas de señal y por tanto tendrá alta relación señal a ruido. A altas ganancias; sin
embargo, esta ventaja disminuye [50].

Ancho de banda de ganancia unitaria y margen de fase

Hay cinco parámetros relacionados con las características de frecuencia de los AOs que
probablemente se encuentran en las hojas de datos de los AOs. Éstos son el ancho de
banda a ganancia unitaria (B1), producto ancho de banda por ganancia (GBW), margen de
fase a ganancia unitaria (fm), margen de ganancia (Am) y Máximo ancho de banda de
oscilación de salida (BOM).

El ancho de banda a ganancia unitaria (B1) y el producto ancho de banda por ganancia
(GBW) son muy similares. B1 especifica la frecuencia a la cual AVD del AO es 1:

(2.17)

GBW especifica el producto ancho de banda por ganancia del AO en configuración de
lazo abierto y la salida con carga:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
173
Figura 20: Circuito simplificado de un amplificador operacional
donde se indican las etapas principales.

(2.18)

GBW es constante para amplificadores con realimentación de tensión. No tiene mucha
significación para amplificadores con realimentación de corriente debido a que no hay una
relación lineal entre la ganancia y el ancho de banda [39].
•

•

•

•
El margen de fase a ganancia unitaria (fm) es la diferencia entre la cantidad de
desplazamiento de fase que experimenta una señal a través del AO con ganancia
unitaria y 180? :

(2.19)

El margen de ganancia es la diferencia entre la ganancia unitaria y la ganancia a
180? de desplazamiento de fase:

Margen de Ganancia = 1- Ganancia@180?de desplazamiento de fase

Máximo ancho de banda de elongación de salida (BOM ). Especifica el ancho de
banda sobre el cual la salida está por encima de un valor específico:

BOM = ƒMAX , mientras vO > vMIN

El factor limitante para el BOM es el SR. A medida que aumenta la frecuencia la
salida es cada vez más limitado el SR y puede no responder suficientemente
rápido a la elongación de la tensión de salida.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
174

Con el fin de hacer que el AO sea más estable, se fabrica a propósito un capacitor CC, en
la segunda etapa dentro del chip (Fig.20). Este tipo de compensación en frecuencia se
denomina compensación del polo dominante. La idea es hacer que la ganancia en lazo
cerrado del AO sea la unidad antes que la fase de la salida se desplace 180?.
Figura 21: Amplificación de tensión y desplazamiento de fase vs
frecuencia.(según [39]).

La Fig. 22 muestra una gráfica típica de ganancia vs frecuencia para un AO compensado
internamente, como se presenta en la hoja de datos de un fabricante típico.

Como ya se observó, AVD se reduce con la frecuencia. AVD (y también B1 o GBW) es un
aspecto del diseño del dispositivo cuando se requiere una ganancia precisa dentro de una
banda de frecuencia.

El margen de fase (fm) y el margen de ganancia (Am) son modos diferentes de especificar
la estabilidad del circuito. Puesto que el valor de salida de los AOs con salidas rail-to-rail 1
(RR) tiene más alta impedancia de salida, se puede ver un desplazamiento de fase
significativo cuando se impulsan cargas capacitivas. Este desplazamiento de fase extra
reduce el margen de fase, y por esta razón la mayoría de los AOs CMOS con salida RR
tienen habilidad limitada para impulsar cargas capacitivas.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
175
Figura 22: Circuito para la medición del margen de fase.

El margen de fase es de 180? menos el desplazamiento de fase a la frecuencia donde la
magnitud de la ganancia de tensión en lazo abierto es igual a la unidad. El margen de
fase se mide en grados y debe ser positivo para estabilidad incondicional. La Fig. 22
ilustra un circuito típico usado para medir el margen de fase, cuya respuesta temporal
correspondiente se observa en la Fig. 3.24. Si la diferencia de fase entre la forma de onda
de la entrada y la salida es de 180?, 180? – 120? = 60? será el margen de fase. El margen
de fase puede o no ser dado en la hoja de datos del amplificador. El margen de fase
normalmente estará entre 50? y 70? en los AOs disponibles comercialmente. Cuando el
margen de fase decrece a 45?, el amplificador tiende a ser inestable y puede oscilar.

Máxima elongación de la tensión de salida

La máxima elongación de la tensión de salida, VOM±, se define como el máximo voltaje
pico positivo o negativo que se puede obtener a la salida sin que la forma de onda se
recorte, cuando la salida dc es cero. La VOM±, está limitada por la impedancia de salida del
amplificador, la tensión de saturación de los transistores de salida y las tensiones de las
fuentes de polarización. Esto se muestra pictóricamente en la Fig. 23.
Figura 23: Elongación de la tensión de salida.

Esta estructura de seguidor de emisor no puede impulsar la tensión de salida al valor de
polarización (riel por la forma). Los SRR usan una etapa de salida en emisor común
(bipolares) o en fuente común (CMOS). Con estas estructuras, la elongación de la tensión

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
176

de salida está limitada solamente por la tensión de saturación (bipolares) o la resistencia
de encendido (CMOS) de los transistores de salida y por la carga que se desea impulsar.
Las resistencias de carga dadas en las hojas de datos usualmente son de 2 k
o de 10
k . Con resistencias de carga inferiores a 2 k , la salida se decrementa debido a límites
en la corriente. Normalmente, esto no dañará al AO, hasta tanto los límites de corriente
especificados en la hoja de datos no sean excedidos. Sin embargo, la ganancia en lazo
cerrado se reducirá debido a la carga excesiva.

__________________________________________________
1
La designación rail-to-rail para indicar que la tensión de elongación permitida es igual a la diferencia de potencial entre las
fuentes de polarización, es marca registrada por Motorola Co. Con esto se especifica también un tipo de AO con
polarizaciones muy bajas y alta elongación en la entrada y/o en la salida.

2. MODO INVERSOR
Figura c. Amplificador en modo inversor

De donde la ganancia del amplificador es:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
177
G indica entonces la ganancia total del circuito y el signo negativo indica una inversión de
fase.

3. MODO NO INVERSOR
Figura d. Amplificador en modo no inversor

Aplicando al circuito las reglas 1 y 2, Vda = 0, Iamp = 0, se obtienen las siguientes
ecuaciones.

Para la malla uno

Para la malla dos

Dado que:

Entonces la corriente I1 está dada por:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
178
Se tiene la ganancia G

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
179
4. SEGUIDOR DE TENSION
Figura e. Configuración de un amplificador operacional como seguidor de tensión.

Partiendo de la configuración no inversora del AO de la figura d. La ganancia G del
circuito está dada por:
Dado que
y
, obtenemos que la ganancia G = 1 y por lo tanto

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
180

El circuito presenta una impedancia de entrada muy alta y una impedancia de salida muy
baja por lo tanto esta configuración es muy útil en la unión de etapas con requerimientos
de acople de impedancias.

5. AMPLIFICADOR COMO SUMADOR

Es un amplificador inversor con múltiples resistencias de entrada, la sumatoria de
corrientes en el nodo son amplificadas a través del lazo de realimentación.
Figura f. Amplificador operacional en modo sumador
La ecuación anterior determina que la ganancia del circuito sumador está dada en función
de los voltajes de entrada Va , Vb … Vc y por el factor de escala R2/Rn.

Para obtener una mayor estabilización con respecto a la tensión offset en el amplificador
sumador, suele colocarse la resistencia Re = R2||Ra||Rb||Rc

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
181
6. AMPLIFICADOR COMO INTEGRADOR
Figura g. Amplificador operacional en modo integrador

Con la utilización de un condensador en la rama de realimentación el amplificador
trabajará como un integrador de señales.
Y como

De donde Vs(t) es igual a:

Para descargar el voltaje inicial en el capacitor (t=0), se dispone un interruptor en paralelo
con C para descargarlo antes de utilizar el integrador o simplemente para inicializarlo.

Para estabilizar una señal de entrada el circuito puede tener la siguiente configuración.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
182
Figura h. Configuración de estabilización señal de entrada del Amplificador operacional
en modo integrador

7. CIRCUITO DIFERENCIADOR

El circuito tiene como salida la derivada de la señal de entrada.
Figura i. Amplificador operacional en modo diferenciador.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
183
Hasta ahora se han supuesto amplificadores ideales. Aunque los actuales amplificadores
se aproximan al modelo en términos de ganancia y resistencia de entrada y salida, sus
desequilibrios en los circuitos internos pueden provocar respuestas no adecuadas.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
184
8. AMPLIFICADOR DIFERENCIAL
Figura j. Amplificador diferencial

Para aplicaciones con sensores que entregan señales pequeñas comparables con
señales de ruido (voltajes inducidos no deseados) se recurre a la utilización de
amplificadores diferenciales, los cuales presentan idealmente un rechazo al modo común
permiten la amplificación de la señal deseada en modo diferencial.

En el circuito dado, se tiene:
De Va se tiene que

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
185
Y reemplazando en Vs

Para obtener el voltaje de salida Vs en función de los voltajes V1 y V2
Considerando:

Donde Vd es el voltaje en modo diferencial y Vc el voltaje en modo común.

El voltaje de salida es:

De donde:

Para obtener las ganancias en modo común y en modo diferencial tenemos.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
186
El modelo real del amplificador diferencial es:
El rechazo al modo común es entonces:

O en decibelios

9. AMPLIFICADORES DE INSTRUMENTACIÓN

Un amplificador de instrumentación se caracteriza por tener:
•
•
•

•
•
Alta impedancia de entrada.
Alto rechazo de de señales en modo común CMRR, superior a 100 dB.
Ganancia estable y que pueda ser variable con una única resistencia y sin que se
contrapongan directamente ganancia y ancho de banda.
Tensión y corriente de desequilibrio (offset) bajas y con pocas derivas.
Impedancia de salida baja.
Existen convencionalmente dos tipos de amplificadores de instrumentación

Amplificador de instrumentación basado en dos amplificadores y Amplificador basado en
tres amplificadores (figura 67k).

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
187

El amplificador de instrumentación cuenta con tres amplificadores dos seguidores de
tensión para mejorar la impedancia de entrada del amplificador y un amplificador
diferencial para rechazar las señales en modo común.
Figura k. Amplificador de instrumentación basado en tres amplificadores.

Las tensiones de salida de los amplificadores inversores ideales A1 y A2 está dada por
las tensiones Va y Vb, de tal forma que:

De donde Va está dada por

Y Vb por

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
188

El voltaje de salida de la etapa del amplificador diferencial es:

Reemplazando tenemos que

La ecuación anterior muestra que la ganancia del amplificador de instrumentación puede
ser controlada por Rg. La figura 67l muestra el diagrama esquemático del amplificador de
instrumentación INA326 .
Figura l. Diagrama del amplificador de instrumentación INA326.

El mercado de amplificadores de instrumentación es muy amplio y existe una gran
variedad de ellos con grandes ventajas y un sinnúmero de aplicaciones, el ingeniero de
instrumentación deberá siempre conocer el más apropiado para cada aplicación. Algunas
referencias económicas son:
INA101 AD 524, INA105 AD 624
INA326. AMP01 Analog Devices, AD620 LM 363 National

Otras consideraciones que se deben tener en cuenta para la utilización de amplificadores
de instrumentación es su protección contra interferencias externas que afecten su
funcionamiento.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
189
10.AMPLIFICADOR DE CARGA
Figura m. Diagrama de un amplificador de carga.

Es un circuito cuya impedancia de entrada es un elemento capacitivo. Su función es
obtener una tensión de salida proporcional a la carga del capacitor y entregarla a una
tensión de salida baja. En general es un convertidor de carga a tensión; su configuración
inicial fue propuesta por W.P Kistler y consistió en un amplificador operacional con un
condensador como única rama de realimentación.

Sus aplicaciones más importantes se tienen en acondicionamiento de sensores con
impedancia de salida muy alta, especialmente en sensores capacitivos y piezoresistivos

Para el amplificador de carga de la figura 67m su principio de funcionamiento es la
transferencia de carga del sensor a un condensador conocido Co y medir la tensión en
bornes a través del amplificador, el voltaje de salida es:
Donde el factor de amplificación G es mucho mayor a 1.

La respuesta del circuito anterior es compleja y debe considerar los siguientes factores:
•
•
•
•
Capacitancias de los conductores.
El condensador Co debe ser de precisión.
La resistencia de fuga del sensor y del cable.
La corriente de desequilibrio del amplificador.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
190

11.AMPLIFICADOR DE AISLAMIENTO

Son amplificadores en los que existe un aislamiento físico entre la entrada y la salida. La
característica esencial de éstos dispositivos es la de tener alta tensión de ruptura (alta
resistencia) y bajos niveles de fuga (baja capacidad); son valores usuales 10 W y 10pF.

Su utilización es adecuada cuando existen altos niveles de tensión asociados a los
parámetros a medir.
Figura n. Amplificador de aislamiento

El terminal de referencia del circuito de entrada es independiente óhmicamente del
terminal de referencia del circuito de salida.

En algunas oportunidades y para aplicaciones muy particulares (tratamiento de señales
bioeléctricas) la señal de referencia de la alimentación también se encuentra aislada de la
señal de salida.
Figura o. Representación del amplificador de aislamiento.

El paso de las señales y de la energía de alimentación entre etapas de un amplificador de
aislamiento se realiza normalmente mediante transformadores u opto acopladores.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
191
Existen en el mercado de semiconductores gran variedad de estos tipos de
amplificadores, haciendo aclaración de que estos no son ni amplificadores de
instrumentación, ni diferenciales, ni operacionales, pero pueden existir modelos que
pueden albergar estos dispositivos con características muy especiales.
Entre éstos dispositivos podemos encontrar el AD202 que es un amplificador de
aislamiento.
12.SELECCIÓN DEL AMPLIFICADOR OPERACIONAL ADECUADO
Debido a su versatilidad y facilidad de aplicación, el AO es hoy en día el circuito
integrado lineal más ampliamente utilizado. Debido a la popularidad del AO, hay
disponibilidad de muchos tipos diferentes los cuales ofrecen una gran variedad de
características. ¿Cuál dispositivo utilizar para una aplicación específica? es una
cuestión que debe ser respondida. Si las características del dispositivo seleccionado
no son adecuadas, el comportamiento del sistema global puede ser menor al deseado.
Si el dispositivo seleccionado es demasiado complejo para la tarea, el costo del
sistema se incrementará innecesariamente. Los siguientes parágrafos proporcionan un
resumen de varios tipos de AOs.
13.TALLER
1. Se requiere diseñar un amplificador de tensión, el cual se excita con una fuente de
señal de 10mV de amplitud y tiene una resistencia interna de 10k . Se pretende
suministrar una salida pico de 3V a una carga de 1k .
(a) ¿Cuál es la ganancia de tensión desde la fuente hasta la carga?
(b) Si la corriente pico disponible de la fuente es de 0.1µA. ¿Cuál es la resistencia mínima
permitida?
(c) Para el diseño con este valor de Ri, encontrar la ganancia total de corriente y de
potencia.
2. Para el circuito de la Fig.25,
(i) Encontrar la ganancia de tensión en dB (Nota: se debe hacer el análisis total)
(ii) Si v1 = 3v2, encontrar el valor de la tensión de salida.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
192
Figura .25: Amplificador de instrumentación

3. Determinar la ganancia de tensión en el circuito de la Fig. 26, suponiendo que el AO es
ideal. Todas las resistencias, como se ve, son iguales.
Figura 26: Amplificador inversor.

4. La tensión de salida de un AO determinado varía entre -10V y +10V , y produce o
absorbe una corriente máxima de 20mA. El límite de la velocidad de conmutación es SR =
10V/µs. Este AO se emplea en el circuito de la Fig. 27
Figura 27: Amplificador no inversor.

(a) Hallar el ancho de banda del AO.
. ¿Qué tensión máxima de salida es posible sin
(b) Para la frecuencia de 1 kHz y RL = 1k
distorsión?

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
193

(c) Para una frecuencia de 1 kHz y RL = 100 . ¿Qué tensión máxima de salida es posible
sin distorsión?

(d) Para una frecuencia de 1 MHz y RL = 1k . ¿Qué tensión máxima de salida es posible
sin distorsión?
(e) Si RL = 1k
y vs(t) = 4 sen(2p × 106t), dibujar la forma de onda de salida en función del
tiempo.

5. Se desea diseñar un amplificador que pueda producir una tensión de salida senoidal de
100kHz con una amplitud de 5V . ¿Cuál es la mínima especificación de tiempo de subida
tolerable para el AO?

6. Una forma de medir el SR de un AO es aplicar una onda senoidal (o una onda
cuadrada) a la entrada del amplificador, y aumentar la frecuencia hasta que la forma de
onda de salida sea triangular. Suponer que la señal de entrada de 1 MHz produce una
forma de onda de salida triangular con un valor pico a pico de 4 V . ¿Cuál es la
especificación de tiempo de subida para el AO?

7. La tensión de salida de un AO determinado varía entre -10 V y +10 V , y produce o
absorbe una corriente máxima de 30 mA. El límite de la velocidad de conmutación es SR =
10 V/µs. Este AO se emplea en el circuito de la Fig. 28.
Figura 28: Amplificador inversor.

(a) Hallar el ancho de banda del AO.

(b) Para la frecuencia de 6 kHz y RL = 200
. ¿Qué tensión máxima de salida es posible
sin distorsión?

(c) Para una frecuencia de 6 kHz y RL = 10 k . ¿Qué tensión máxima de salida es posible
sin distorsión?

(d) Para una frecuencia de 200kHz y RL = 10 k . ¿Qué tensión máxima de salida es
posible sin distorsión?
y vs(t) = 5 sen(2p× 106t), dibujar la forma de onda de salida en función del
(e) Si RL = 1 k
tiempo.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
194

8. La hoja de datos de un cierto AO muestra una ganancia de tensión de continua en lazo
abierto de 80 dB, una impedancia de entrada de 100 k , una impedancia de salida de 50
y un ancho de banda de ganancia unidad de 106 Hz. Dibuje un modelo lineal del AO,
incluyendo los valores numéricos de todos los componentes.

9. Considere el amplificador que se muestra en la Fig. 28. Con una tensión de entrada en
continua nula para la fuente de excitación, se desea que la tensión de salida en continua
no supere los 10 mV en magnitud.

(a) Ignorando los demás errores en continua, ¿cuál es la tensión máxima de
desplazamiento permitida para el AO?

(b) Ignorando los demás errores en continua, ¿cuál es la corriente máxima de polarización
permitida para el AO?

(c) Mostrar la manera de añadir una resistencia al circuito, incluyendo su valor, de modo
que se anulen las corrientes de polarización.

(d) Suponiendo que se utiliza la resistencia del punto (c) e ignorando la tensión de
desplazamiento, ¿cuál es la corriente máxima de desviación permitida para el AO?

10. El amplificador diferencial para instrumentación de la Fig. 29 debe tener una ganancia
de 103 con una precisión del 0.1%. ¿Un LM741 reunirá los requisitos para esta
aplicación? ¿Cuál será la ganancia que debe tener el AO? Suponer que la ganancia en
lazo abierto del AO tiene una tolerancia de +100%, -50%. Despreciar los efectos de Ri y
de Ro en el AO.
Figura 29: Amplificador diferencial.

11. El AO de la Fig. 3.30, una vez que su tensión de offset se ajusta a cero, debe tener
una tensión de offset referida a la entrada inferior a 1 mV en magnitud para tensiones de
entrada en modo común entre +10 V y -10 V . ¿Cuál es el máximo CMRR permisible para
que el amplificador pueda realizar esta tarea? ¿Puede un LM741 reunir los requisitos
exigidos? (El CMRR para el LM741 es de 80 dB mínimo).

12. Calcular las corrientes de polarización y la ganancia de tensión de pequeña señal a
baja frecuencia de un AO LF355, utilizando tensiones de polarización de ±15 V.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
195

13. El circuito mostrado en la Fig. 30 es el modelo de una red con AO en el cual se
muestra la tensión de offset y las corrientes de polarización.
Figura 30: Red donde se indican las corrientes de polarización y tensión
de offset.

(a) Determinar la componente de la señal de vo en términos de la diferencia de las señales
v2 – v1.

(b) Determinar la componente de vo producida por Iio/2.

(c) Para v1 = v2, determinar la tensión total offset en la salida.

(d) Evaluar la tensión offset de salida para Vio = 6 mV , Iio = 0.2 µV , Ib = 0.5 µA, R1=R3 =
50 k , R2 = R4 = 500 k .

14. Considerar circuito de la Fig. 3.32, donde V1 y V2 representan tensiones indeseables.
(a) Demostrar que si

(b) Demostrar también que, si
, entonces

, entonces

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
196
Figura 31: Amplificador con tensiones indeseables.

15. Para el amplificador de instrumentación mostrado en la Fig. 3.33.
Figura 31: Amplificador de instrumentación.
(a) Verificar
que
Notar que se puede ajustar la ganancia variando R.

(b) Deteminar las impedancias que ven las fuentes V1 y V2.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
197

14. FILTROS ACTIVOS

Un filtro es un dispositivo, que tiene como función atenuar determinadas frecuencias del
espectro de la señal de entrada y permitir el paso de las demás. Dentro de las ventajas de
los filtros activos tenemos:
•
•
•
•
•
Facilitan el diseño de filtros complejos mediante la asociación de etapas simples.
Permiten eliminar las inductancias voluminosas, presentes en bajas frecuencias.
Permiten agilizar y flexibilizar proyectos.
Proporcionan una ganancia.
Además pueden tener algunos inconvenientes como el requerir alimentación para la
polarización de los amplificadores, su respuesta en frecuencia puede estar limitada al
tipo de amplificador utilizado, además su utilización está limitada a circuitos de baja
potencia.

Los filtros son sistemas diseñados para obtener una determinada función de
transferencia. Los filtros lineales pasivos están compuestos por una combinación de
resistores, capacitores e inductores. Este tipo de filtros nos permiten obtener una gran
variedad de funciones de transferencia pero, por lo general, requieren de una gran
cantidad de componentes. Por este motivo se hace necesario buscar algún tipo de
alternativa.

Los filtros activos son sistemas que contienen amplificadores y que nos permiten diseñar
una gran cantidad de funciones de transferencia diferentes. Estos sistemas producen
ganancia y, además, suelen consistir sólo en resistores y capacitores junto con algún tipo
de circuito integrado. Los amplificadores operacionales cuando se combinan con
resistores y capacitores pueden simular el comportamiento de los filtros pasivos
constituidos por inductancias y capacitancias.

En función del tipo de respuesta se puede distinguir entre diferentes tipos de filtros. Los
más conocidos son los filtros de Butterworth y los filtros de Chebyshev. Los primeros se
caracterizan en tener una respuesta plana en la banda de paso (no tienen rizado) y la
caída fuera de la banda de paso no es demasiado abrupta. Los filtros de Chebyshev
tienen rizado en la banda de paso, pero presentan una caída bastante más abrupta.

Clasificación de los filtros: Se pueden clasificar de acuerdo a la función o trabajo a
realizar, a la tecnología implementada y a la función matemática utilizada para obtener
una curva específica.

a) De acuerdo a la función o trabajo a realizar pueden ser:

Filtro pasa bajo (PB): Sólo permiten el paso a frecuencias inferiores a la de corte fc,
las demás son atenuadas. En la figura 68, se muestra la respuesta de un filtro PB.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
198
Figura 14. Gráficas de la ganancia en función de la frecuencia para un filtro pasa bajo

Filtro pasa alto (PA): El filtro pasa alto se caracteriza por atenuar las frecuencias bajas y
solo permitir el paso a aquellas superiores a la fc. En la figura 68a se encuentra la
respuesta del filtro.
Figura 14a. Gráfica de la ganancia en función de la frecuencia para un filtro pasa alto.

Filtro pasa banda (PF): Permite el paso de frecuencias que se encuentran en una banda
delimitada por una frecuencia de corte inferior fc1 y otra superior fc2, como es lógico las
frecuencias situadas por fuera de ésta banda quedan atenuadas. En la figura 68b se
encuentra la respuesta del filtro.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
199
Figura 14b. Gráfica de la ganancia en función de la frecuencia para un filtro pasa banda

Filtro rechazo de banda (RF): Permite el paso de las frecuencias no situadas en la
banda, delimitada por la frecuencia de corte inferior fc1 y la frecuencia de corte superior
fc2, es decir la frecuencias contenidas en la banda son atenuadas. En la figura 14c se
encuentra la respuesta del filtro.

Dentro de la respuesta de los filtros reales se definen bandas de frecuencias para su
estudio e interpretación.

Por ejemplo para un filtro pasa bajo PB, se definen Banda de paso 0 … fc, Banda de
transición (fc … fs), Banda de corte por encima de fs
Figura 14c. Gráfica de la ganancia en función de la frecuencia para un filtro eliminador de
banda.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
200
Figura 14d. Bandas para un filtro pasa bajo y un filtro pasa banda. Donde fs. es el punto
en el cual la amplitud se reduce al 10% del valor máximo.

b) Atendiendo a su tecnología pueden ser:

Filtros pasivos: Están construidos por elementos pasivos como resistencias,
inductancias y capacitancias, cuentan con muchas ventajas para el filtrado de señales de
potencia, pero pueden ser demasiado voluminosas en el manejo de bajas frecuencias.

Filtros activos: Cuentan con elementos activos como los amplificadores operacionales y
sus ventajas de operación permiten la construcción de filtros con muy buenas calidades.

Filtros digitales: Convierten las señales a filtrar a señales digitales a través de
conversores A/D, la señal es entonces pasada por el filtro correspondiente y finalmente se
reconvierte a una señal análoga a través de un convertidor D/A.

c) De acuerdo a la función matemática utilizada para obtener la
respuesta del filtro pueden ser:

Los tipos más comunes de aproximaciones son las siguientes: Butterworth y Chevyshev.
Cada uno de ellos cuenta con una función matemática que permite aproximar la curva de
respuesta a la ideal de cada tipo de filtro.

Filtro Butterworth: La función de transferencia del filtro en función de la ganancia Kpb a
w=0, la frecuencia de corte y el orden del filtro n es:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
201
El orden del filtro tiene que ver con el número de polos de la función de transferencia o
con el número de redes presentes en la estructura. Mientras mayor sea el orden del filtro
más aproximada será su respuesta a la respuesta ideal del filtro (figura 68e).

Si la frecuencia w es mucho mayor que la frecuencia de corte, puede demostrarse que la
atenuación del filtro viene dada por:
Figura 14e. Respuesta del filtro Butterworth según su orden

Es decir, un filtro Butterworth de primer orden tiene una atenuación de 20 dB/década, el
de segundo orden 40 dB/década y el tercer orden 60 dB/década. Valores con respecto a
la ganancia máxima 20 log Kpb.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
202

Filtro Chebyshev: Como pudo observarse para frecuencias de cercanas a las de corte la
respuesta del filtro Butterworth no es aceptable, especialmente si el filtro es de orden bajo.
Los filtros Chebyshev poseen mejor respuesta para este tipo de frecuencias pero
presentan un rizado (RIPPLES) en la banda pasante. La función de transferencia dada
por Chebyshev es:
Donde

Kpb: es la ganancia del filtro cuando la frecuencia es cero.
wc: es la frecuencia de corte
E: Constante que determina la amplitud del rizado
Cn: Polinomio de Chebyshev

El Polinomio de Chebyshev está dado por:

Cuya formula recurrente puede ser demostrada como:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
203
El número de rizados presentes en la banda de paso es igual al orden del filtro y su
amplitud depende del parámetro E.
El porcentaje de atenuación del filtro Chebyshev puede encontrarse a partir de la
siguiente expresión.
Donde:
n: Orden del filtro.
E: Constante que determina la amplitud del rizado.
wc: Frecuencia de corte.
Y donde la amplitud de los rizos está dada por:
Existen diferentes configuraciones de filtros Chebyshev y Butterworth a partir de
amplificadores.
DISEÑO DE FILTROS
En este apartado se describe un método de diseño de filtros del tipo Butterworth y
Chebyshev. En principio se suponen resistencias de 1 ohmio para los filtros paso-bajo y
condensadores de 1 faradio para los filtros paso-alto. Posteriormente, se realizar las
transformaciones adecuadas para obtener los valores finales de los componentes.
Todos los filtros se obtienen combinando configuraciones de segundo y tercer orden.
El procedimiento de diseño de filtros se divide en las siguientes etapas:
1. Especificar los parámetros característicos del filtro.
2. Encontrar el orden del filtro en función de sus especificaciones.
3. Obtener el factor de escala para los valores de los componentes según las tablas
de los filtros.
4. Realizar el circuito según los esquemas normalizados de la figura.
Los parámetros característicos de un filtro son los siguientes:
Ap: atenuación en dBs en la banda de paso
As: atenuación en dBs en la banda de rechazo

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
204

fp: frecuencia a la que se presenta Ap

fs: frecuencia a la que se presenta As

El orden que debe tener un filtro para cumplir unas determinadas especificaciones
puede determinarse a partir de las siguientes expresiones:
Se tomará como orden del filtro, el primer entero mayor o igual que nB para filtros de
Butterworth y nC para filtros de Chebyshev.

Una vez determinado el orden del filtro, se debe hacer uso de las tablas para filtros
activos para configurarlo. Para desarrollar etapas de orden superior a tres deben
combinarse etapas de segundo y tercer orden. Los valores mostrados en las tablas
están calculados para un frecuencia de corte de 1 rad/s. Para los filtros paso-bajo, los
valores de los condensadores se obtienen de la tabla y se sustituyen como Ci en la
siguiente fórmula que nos permite determinar los valores adecuados de los
condensadores Cn en el circuito para un valor de R fijado y una frecuencia de corte fp:
Para los filtros paso alto, se hace de forma similar pero ahora son los valores de los
condensadores los que se fijan y son los valores de las resistencias Ri los que se
toman de la tabla. Para la resistencia Rn a utilizar en el filtro paso alto final, se tiene
que ésta viene dada por:

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
205

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
206

15.CONVERTIDORES DE FRECUENCIA A VOLTAJE

Los convertidores de frecuencia a voltaje son circuitos integrados que convierten un
voltaje de entrada análogo en un tren de pulsos cuya frecuencia de salida es proporcional
al nivel de entrada (figura 69). Se utilizan en aplicaciones de conversión análoga a digital
donde la velocidad no es un factor crítico, también opera como convertidores de
frecuencia a voltaje y pueden ser utilizados como convertidores de señales digitales a
análogas de baja frecuencia.

Dentro de los convertidores de señales de voltaje a frecuencia o de frecuencia a voltaje se
encuentran: LM331 de National semiconductor, AD650 de Analog Devices, VFC32 de
Burr Brown, XR2206 y XR4151 de Exar (Ver hojas de datos).

Algunas aplicaciones de los convertidores de Frecuencia a Voltaje son:
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
Control de velocidad de motores.
Medición de flujo
Demodulación de FM
Transmisión de datos.
Aislamiento de sistemas
Enlaces ópticos
Interface de transductores con sistemas digitales.
Telemetría de FM de bajo costo.
Aislamiento de señales análogas
Multiplexación análoga.
Figura 15. Aplicación típica de un convertidor de V-F

16.CLASES DE FUENTES

Fuentes de señal referenciada: Una señal es referenciada, cuando de alguna forma ésta
se conecta a un sistema de puesta a tierra, tales como generadores, fuentes de poder y
transformadores.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
207

Para el caso de las señales referenciadas cada señal a medir es captada directamente, o
por medio de un transductor adecuado, mediante un solo hilo conductor y tiene como
REFERENCIA el conductor a tierra del sistema que genera la señal.

Como otros ejemplos de señales referenciadas se tienen las señales no aisladas
generadas por transductores y sensores, las generadas por fuentes de señal conectadas
a la red de potencia y aquellas que se utilizan para acondicionamiento de la señal de
dispositivos conectados a la red.
Figura 16. Fuente de señal referenciada

Fuentes de señales flotantes: Una señal es flotante cuando en su origen no está
conectada en forma alguna a tierra, es decir, la señal es captada directamente, o por
medio de un transductor adecuado, mediante un par de conductores de los cuales uno
sirve como conductor que transporta la señal y el otro sirve como conductor de regreso.
Ninguno de los conductores están conectados a tierra, así las variaciones de la señal
parecen flotar de un conductor con respecto al otro conductor.

Como ejemplos de señales flotantes se tienen las señales aisladas generadas por
transductores y sensores como las termocuplas, las señales fisiológicas, las generadas
por fuentes de señal aisladas no conectadas a la red, como el caso de los instrumentos
portátiles y aquellas que se utilizan para acondicionamiento de señal, dispositivos como
transformadores de aislamiento, aisladores ópticos y amplificadores de aislamiento.

La entrada de estas señales al sistema de conversión AD se hace por medio de uno o
varios circuitos multiplexores e incluye un amplificador de instrumentación de ganancia
programable, alta relación de rechazo en modo común y una muy alta impedancia de
entrada.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
208
Figura 16a. Fuentes de señales flotantes

17.CONEXIÓN DE SEÑALES Y FUENTES DE SEÑAL PARA INTERFACES Y
ADQUISICIÓN DE DATOS

Los fabricantes de interfaces para sistemas de adquisición de datos y control ofrecen tres
alternativas de conexión de las señales a medir o detectar a saber:
•

•

•
MODO REFERENCIADO CON CONEXION SIMPLE – RSE (Referenced Single
Ended)
MODO NO REFERENCIADO CON CONEXIÓN SIMPLE – NRSE (Non Referenced
Single Ended)
MODO DIFERENCIAL – DIFF (Differential)
A continuación se describen y comparan estos tres modos de conexión:

Los modos de conexión simple

Los modos referenciados RSE y no referenciado NRSE con conexión simple son aquellos
en los cuales todas las señales análogas de entrada son referenciadas en la interface a
una tierra común. Las señales de entrada se conectan mediante un circuito multiplexor
MUX al terminal positivo del amplificador de instrumentación y el punto de tierra común se
conecta al terminal negativo del amplificador de instrumentación.

Los modos con conexión simple se deben utilizar cuando todas las señales de entrada
reúnen las siguientes características:
•
•

•
Son de nivel alto, mayores a 1V.
Los cables que se utilizan para conectar la señal análoga miden menos de 3
metros.
Todas las señales análogas comparten una misma señal de referencia.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
209
Figura 17. Conexión de señales flotantes en modo referenciado con conexión sencilla
Figura 17. Conexión de señales referenciadas a tierra en modo no referenciado (NRSE)

El modo RSE se debe emplear para la conexión de señales flotantes, en cuyo caso las
interfaces proveen el punto de tierra común para las señales externas.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
210

El modo NRSE se debe emplear para señales referenciadas a tierra, en cuyo caso la
señal externa suministra su propio punto de referencia a tierra y la tarjeta provee un punto
de conexión aislado.

Conexión simple RSE para señales flotantes

La figura 17b ilustra una conexión típica de señales flotantes a un sistema de adquisición
de datos configurada en el modo referenciado con conexión sencilla RSE.

Conexión simple para señales referenciadas a tierra

La figura 17c ilustra la conexión de una señal referenciada a tierra por medio de un
sistema de adquisición de datos configurada en el modo no referenciado con conexión
sencilla NRSE.

La configuración en el modo NRSE se realiza por hardware, software o una combinación
de ambos. La señal se conecta a la entrada positiva del amplificador de instrumentación y
la referencia local a tierra de la señal se conecta a la entrada negativa del amplificador de
instrumentación.

En algunos modelos de tarjetas esto se hace por medio del terminal marcado
AISENSE/AIGND (analog input sense / analog input ground signal), el cual para esta
configuración no está conectado a tierra. La diferencia de potencial entre la tierra de la
tarjeta y la tierra de la señal aparece como señal de modo común en ambas entradas, –
positiva y negativa – del amplificador de instrumentación y es, por lo tanto, rechazada por
el amplificador.

Por el contrario, si la circuitería de entrada esta referenciada a tierra, como en el caso
RSE, la diferencia entre estos potenciales de tierra aparecerá como un error en el voltaje
medido.

Modo de conexión diferencial: El modo de conexión diferencial es aquel en el cual cada
señal análoga de entrada tiene su propia señal de referencia o conductor de regreso. Este
modo de conexión se logra configurando la interface por hardware, software o una
combinación de ambos en el modo diferencial DIFF.

La señal de entrada se conecta a la entrada positiva del amplificador de instrumentación y
la señal de referencia o regreso se conecta a la entrada negativa del amplificador de
instrumentación.

Al configurar la interface de adquisición para el modo diferencial cada señal a medir
requiere dos canales de entrada con sus respectivos multiplexores, uno para la señal de
entrada y otro para la señal de referencia respectiva.

El modo de conexión diferencial se debe utilizar cuando el sistema de adquisición de
datos DAQ posee una de las siguientes características:
•
•
Las señales de entrada son de muy bajo nivel (menores a 1V).
Los conductores de conexión de la señal miden más de 3 metros.

•

•
DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
211

Los conductores de conexión de la señal se encuentran instalados en ambientes
ruidosos.
Cualquiera de las señales de entrada requiere una señal de referencia o retorno
separada.

El modo diferencial reduce el ruido captado e incrementa la relación de rechazo en modo
común. Cada señal de entrada puede flotar dentro de los límites de modo común del
amplificador.

Conexión diferencial DIFF para señales referenciadas a tierra

La figura 17d ilustra la conexión de señales referenciadas a tierra a un sistema de
adquisición de datos configurado en modo diferencial DIFF.

Esta forma de conexión permite que el amplificador de instrumentación rechace tanto el
ruido de modo común que puede acompañar la señal y la diferencia de potencial de tierra
entre la señal a medir y la tierra de la tarjeta.

Conexión diferencial para señales flotantes

La figura 17e ilustra la conexión de una señal flotante a un sistema de adquisición de
datos, configurado en el modo diferencial DIFF.

El empleo de las resistencias con valores entre 10kW y 100kW permite drenar a tierra las
corrientes de polarización del amplificador de instrumentación. La carencia de dichas
resistencias puede producir efectos incontrolables y una posible saturación del
amplificador de instrumentación.

Conclusiones

Para conectar adecuadamente las señales análogas a una interface de adquisición de
datos es necesario:
•
•
Identificar ampliamente las características de la señal a medir
Identificar las posibilidades de configuración de la interface de adquisición de
datos

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
212
Figura 17d. Conexión de señales referenciadas a tierra en modo diferencial
Figura 17e. Conexión de una señal flotante a un sistema de adquisición de datos

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
213
18.CONCLUSIONES
Por lo general una norma no es un mandato, son procedimientos de libre aplicación, pero
en algunos casos son de obligatorio cumplimiento tales como en instalaciones eléctricas,
equipo médico, construcciones, etc. En general donde la vida humana pueda correr
graves riesgos.
El sistema internacional de medidas se usa a nivel mundial y es la base de todas las
medidas modernas, consiste en 28 unidades (7 básicas, 2 suplementarias y 19 unidades
derivadas).
Todo sensor eléctrico, mecánico, químico, cuenta con características intrínsecas propias
de los materiales con que fueron construidos. Estas características dependen de la
respuesta del sensor a un estimulo externo. Y pueden ser: características estáticas y
dinámicas.
Dependiendo del tipo de dispositivo a medir existirá una pérdida de potencia en el sistema
donde se mide.
Hoy día los centros de investigación tratan de desarrollar sistemas de medida que no
alteren el medio, es así como podemos ya obtener mediciones de temperatura a través de
infrarrojos, mediciones de caudal a través de ultrasonido, utilizando rayos gamma para la
detección de niveles y caudales, etc.
Cuando debido a este tipo de circunstancias se altera la variable medida, se dice que hay
un error por carga, que se refleja en su impedancia de entrada.
Para obtener un error por carga mínimo es necesario que la impedancia de entrada del
sensor sea alta.
Las siguientes dos deducciones son muy importantes y siempre se deberán tomar en
cuenta en el diseño y montaje de un sistema de instrumentación:
1. El error relativo de interferencia disminuye al bajar la impedancia de salida del
transductor, siendo nulo cuando lo es dicha impedancia, lo que generalmente se
recomienda y se utiliza en el diseño de sensores.
2. El error relativo de interferencia disminuye en la misma proporción en que
aumenta la señal de salida del transductor, por lo anterior se recomienda una
etapa amplificadora lo más cerca posible al sensor.
Un dispositivo de medida analógico es aquel cuya salida varía de forma continua y
mantiene una relación fija con la entrada. La utilización de instrumentos análogos en la
actualidad está muy extendido, a pesar que los instrumentos digitales crecen de manera
exponencial en número, versatilidad y en aplicaciones. Es lógico todavía pensar en que
los instrumentos analógicos se sigan utilizando durante los próximos años y que para
algunas aplicaciones no puedan ser sustituidos.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
214

La sensibilidad de un instrumento de bobina móvil aumenta cuando: Se aumenta la
densidad de flujo magnético, Se aumenta el número de espiras, Se aumenta el área de
las espiras, Se disminuye la constante de par Km.

Para utilizar de forma correcta un osciloscopio analógico necesitamos realizar tres ajustes
básicos:
•

•

•
La atenuación ó amplificación que necesita la señal. Utilizar el mando AMPL. para
ajustar la amplitud de la señal antes de que sea aplicada a las placas de deflexión
vertical. Conviene que la señal ocupe una parte importante de la pantalla sin llegar
a sobrepasar los límites.
La base de tiempos. Utilizar el mando TIMEBASE para ajustar lo que representa
en tiempo una división en horizontal de la pantalla. Para señales repetitivas es
conveniente que en la pantalla se puedan observar aproximadamente un par de
ciclos.
Disparo de la señal. Utilizar los mandos TRIGGER LEVEL (nivel de disparo) y
TRIGGER SELECTOR (tipo de disparo) para estabilizar lo mejor posible señales
repetitivas.

Las resistencias PTC son utilizadas en la detección de umbrales de temperatura
(protecciones térmicas, detectores de incendios). Ya que Rmax es mucho mayor que R
min las resistencias PTC se comportan como un interruptor que se abre y se cierra en las
proximidades de Tc.

Para conectar adecuadamente las señales análogas a una interface de adquisición de
datos es necesario:
•
•
Identificar ampliamente las características de la señal a medir
Identificar las posibilidades de configuración de la interface de adquisición de
datos

Una forma de onda es la representación gráfica o ecuación de una señal (de una onda).

Un sistema general de instrumentación consta de 6 niveles a saber:
•
•
•
•
•
•
Sensores
Acondicionamientos de señales
Digitalización y multiplexación
Procesamiento, análisis y control
Redes de comunicación
Actuadores
El sensor tiene como función básica adquirir señales provenientes de sistemas físicos
para ser analizadas, por lo tanto se podrá encontrar en el medio tantos sensores como
señales físicas requieran ser procesadas. Basados en el principio de conversión de
energía el sensor tomará una señal física (fuerza, presión, sonido, temperatura, etc.) y la
convertirá en otra señal (eléctrica, mecánica óptica, química, etc.) de acuerdo con el tipo
de sistema de instrumentación o control implementado.

DISEÑO ELECTRONICO ANALOGO
215

La sensibilidad de los sensores piezoeléctricos aumenta cuando el sensor entra en
resonancia, el margen de utilización del sensor se encuentra en su zona plana y en
ningún caso cuentan con respuesta en corriente continua.

Los sensores piroeléctricos cuentan con una respuesta más rápida que los termopares,
empleándose incluso para la detección de pulsos de radiación de picosegundos y con
energías desde los nanojulios hasta julios.

Los sensores termoeléctricos son dispositivos que present