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REPORTE DE PRÁCTICAS Y SIMULACIONES

Enviado por herethichazel



  1. Consideraciones generales
  2. Práctica 1: medición de los parámetros del tiristor
  3. Práctica 2: conmutación forzada del SCR y red Snubber
  4. Práctica 3: disparo resistivo
  5. Práctica 4: disparo RC
  6. Práctica 5: disparo con DIAC
  7. Práctica 6: disparo con oscilador de relajación
  8. Práctica 7: disparo lineal para el control de CA
  9. Práctica 8: disparo lineal para un semiconvertidor
  10. Práctica 9: disparo por cruce de coseno
  11. Fuentes consultadas

 

INTRODUCCIÓN:

La electrónica de potencia (o electrónica de las corrientes fuertes) es una técnica relativamente nueva que se ha desarrollado gracias al avance tecnológico que se ha alcanzado en la producción de dispositivos semiconductores, y se define como "la técnica de las modificaciones de la presentación de la energía eléctrica" o bien como "la aplicación de la electrónica de estado sólido para el control y la conversión de la energía eléctrica".

A diferencia de como ocurre en la electrónica de las corrientes débiles, en que se da prioridad a la ganancia y fidelidad, la característica más importante de la electrónica de potencia es el rendimiento.

La electrónica de potencia combina la energía, la electrónica y el control. El control se encarga del régimen permanente y de las características dinámicas de los sistemas de lazo cerrado. La energía tiene que ver con el equipo de potencia estática, rotatoria o giratoria, para la generación, transmisión, distribución y utilización de la energía eléctrica. La electrónica se ocupa de los dispositivos y circuitos de estado sólido requeridos en el procesamiento de señales para cumplir con los objetivos del control deseados. En la figura 1 se puede apreciar un esquema básico de bloques de un sistema electrónico de potencia.

Fig. 1: Diagrama a bloques del convertidor de potencia operando en lazo cerrado.

Los dispositivos semiconductores se pueden operar como interruptores mediante la aplicación de señales de control a la terminal de compuerta de los tiristores y a la base de los transistores. La salida requerida e obtiene mediante la variación del tiempo de conducción de estos dispositivos de conmutación.

La Electrónica de Potencia ha alcanzado ya un lugar importante en la tecnología moderna y se utiliza ahora en una gran diversidad de productos de alta potencia, que incluyen control de temperatura, control de motores, control de iluminación, fuentes de alimentación, sistemas de propulsión de vehículos y sistemas de corriente directa de alto voltaje.

CONSIDERACIONES GENERALES

Esta sección se agrega al presente reporte, como una forma de aclarar las situaciones y consideraciones no previstas en el desarrollo de las prácticas, y que afectan a todas y cada una de ellas. Todas las consideraciones siguientes se escriben, entendiéndose que se colocan "salvo que se indique lo contrario".

  • Una primera consideración se refiere al valor del voltaje de alimentación: la tensión utilizada para los circuitos que funcionan en corriente alterna se considera como un valor entero redondeado de 130 Vrms y 180 Vm. De esta manera, todas las simulaciones también se efectuaron con fuentes de 180 V de amplitud de voltaje de corriente alterna senoidal.
  • Todas las prácticas que utilizan el voltaje de línea de CFE, se implementaron usando un transformador de aislamiento de línea; sin embargo, en las simulaciones que se presentan no se muestra dicho transformador, y se dibuja únicamente una fuente senoidal.
  • La carga utilizada para las prácticas que utilizan corriente alterna fue un foco de 100 W, pero en las simulaciones solo se muestra un circuito con la resistencia equivalente de dicho elemento, calculada de la manera siguiente:

, que para simplificar se tomará de 160 ohms

  • El paquete de computación utilizado para las simulaciones es el PSPICE 6.0 de MICROSIM CO. LTD.
  • El programa mencionado no posee en sus librerías todos los elementos utilizados en las prácticas, por lo que fue necesario modificar el modelo del subcircuito que usa el mismo para identificar las características de los dispositivos que maneja. Lo anterior se hace usando el siguiente procedimiento ejemplo.

Ejemplo de la modificación de las características del modelo del subcircuito para un SCR en PSPICE 6.0

  1. Abrir el programa schematics.exe de PSPICE.
  2. Dibujar el circuito a simular, fijando las opciones de configuración para la simulación y la manera que ha de aparecer la exhibición en pantalla. En lugar del componente que no se encuentra en las librerías se coloca otro con características similares.
  3. Guardar el archivo con extensión .sch en el destino elegido.

  4. Seleccionar con el mouse y un clic, el dispositivo del que se desean modificar sus parámetros eléctricos. Para el ejemplo, se seleccionó el SCR 2N1595, en un circuito como el que aparece en la figura siguiente.

  5. En las opciones del menú principal ir a EDIT, y dentro de ese menú, desplazarse hasta MODEL, como se muestra en la ilustración siguiente:

  6. Dar clic en MODEL, para que aparezca el cuadro de dialogo EDIT MODEL, como aparece en la figura de la página contigua.
  7. Dar clic en la opción EDIT INSTANCE MODEL, que conducirá a un cuadro de dialogo MODEL EDITOR, en donde se podrán modificar las características deseadas SOLO PARA EL CIRCUITO EN CUESTIÓN. Lo único por hacer es borrar el valor a modificar y anotar el que tiene el dispositivo que nosotros usamos. Para finalizar dar clic en OK, y simular.

PRÁCTICA 1: MEDICIÓN DE LOS PARÁMETROS DEL TIRISTOR

  1. Un tiristor es un dispositivo semiconductor de cuatro capas de estructura pnpn con tres uniones pn. Tiene tres terminales: ánodo, cátodo y compuerta. La figura 1.1 muestra el símbolo y el modelo cristalino del tiristor.

    Figura 1.1: Símbolo del tiristor y tres uniones pn.

    Cuando el voltaje del ánodo se hace positivo con respecto al cátodo, las uniones J1 y J3 tienen polarización directa o positiva. La unión J2 tiene polarización inversa, y solo fluirá una pequeña corriente de fuga llamada corriente de estado inactivo ID. Se dice entonces que el tiristor está en condición de bloqueo directo en estado desactivado. Si el voltaje de ánodo a cátodo VAK se incrementa a un valor lo suficientemente grande, la unión J2 polarizada inversamente entrará en ruptura. Esto se conoce como ruptura por avalancha y el voltaje correspondiente se llama voltaje de ruptura directa VB0. Dado que las uniones J1 y J3 tienen ya polarización directa, habrá un movimiento libre de portadores a través de las tres uniones, que provocará una gran corriente directa del ánodo. Se dice entonces que el dispositivo está en estado de conducción o activado. La caída de voltaje se deberá a la resistencia óhmica de las cuatro capas y será pequeña, por lo común cercana a 1 volt.

    La corriente del ánodo deberá ser mayor que un valor conocido como corriente de enganche IL, a fin de mantener la cantidad requerida de flujo de portadores a través de la unión J2; de lo contrario, al reducirse el voltaje del ánodo a cátodo, el dispositivo regresará a la condición de bloqueo. La corriente de enganche, es la corriente de ánodo mínima requerida para mantener el tiristor en estado de conducción inmediatamente después de que ha sido activado y se ha retirado la señal de la compuerta.

    Una vez que el tiristor está activado, se comporta como un diodo en conducción y ya no hay control sobre el dispositivo. El tiristor seguirá conduciendo, porque en la unión J2 no existe una capa de agotamiento debida a movimientos libres de portadores. Sin embargo, si se reduce la corriente directa del ánodo por debajo del nivel conocido como corriente de mantenimiento IH, se genera una región de agotamiento alrededor de la unión J2 debida al número reducido de portadores; el tiristor estará entonces en estado de bloqueo. La corriente de mantenimiento es del orden de los miliamperios y menor que la corriente de enganche. La corriente de mantenimiento es la corriente de ánodo mínima para mantener al tiristor en estado de régimen permanente.

    Cuando el voltaje del cátodo es positivo con respecto al ánodo, la unión J2 tiene polarización directa, pero las uniones J1 y J3 tienen polarización inversa. Esto es similar a dos diodos conectados en serie con un voltaje inverso a través de ellos. El tiristor estará en estado de bloqueo inverso y una corriente de fuga, conocida como corriente de fuga inversa IR fluirá a través del dispositivo.

    Un tiristor se puede activar aumentado el voltaje directo de ánodo a cátodo más allá de VB0, pero esta forma de activarlo puede ser destructiva. En la práctica, el voltaje directo se mantiene por debajo de este valor, y el tiristor se activa mediante la aplicación de un voltaje positivo entre la compuerta y el cátodo.

    Lo anterior puede entenderse mejor cuando se observa la gráfica de la curva característica del tiristor, que se muestra en la figura 1.2.

    Figura 1.2: Curva característica del tiristor.

  2. Marco teórico

    1 SCR C106D

    1 trimpot de 100K

    1 resistencia de 2K ½ W

    4 resistencias de 100k ½ W

    1 resistencia de 47k ½ W

    1 fuente de alimentación de 12 VCD

    1 micro amperímetro

    1 interruptor (push)

  3. Material y equipo

    En esta práctica se determinó el valor real medido de las corrientes de enganche y de mantenimiento en un tiristor comercial, así como el valor de la corriente mínima de compuerta necesaria para activar al dispositivo.

    1.3.1 Medición de la corriente mínima de compuerta

    Para la medición de la corriente mínima de compuerta, se utilizó el circuito que se dibuja en la figura 1.3. Para el cálculo de los componentes se tomó como referencia al manual del fabricante, el cual proporciona los siguientes valores:

    Parámetro

    Símbolo

    Mín

    Typ

    Máx

    Unidad

    Corriente de disparo por compuerta

    IGT

    ---

    30

    200

    µA

    Corriente de mantenimiento

    IHX

    0.3

    ---

    3

    mA

    Corriente de conducción (RMS)

    IT(RMS)

    ---

    ---

    4

    A


     

     

     

     

    De acuerdo con la tabla anterior, propusimos que por el tiristor circulara una corriente de ánodo, por lo menos 10 veces mayor a la corriente de mantenimiento, para que no tuviéramos problemas con el enganche y cebado del tiristor. De esta forma, propusimos una corriente de ánodo circulante por RL y T1 de 50mA. Lo que arroja un valor de RL, correspondiente a los 12VCD que aplicamos, de:

    ,por lo que aproximamos RL a 220 ohms.

    En cuanto a las R’s 2,3 y 4, y al trimpot R1, consideramos que la corriente mínima es de 30µA, por lo que la resistencia de compuerta máxima estaría dada teóricamente por:

    ,lo que justifica que este sea el valor serie de esos elementos.

    El micro amperímetro µAmp, se conecta en serie con la compuerta, y se desprecia la impedancia del instrumento. µAmp2 servirá para detectar cuando T1 este en estado de conducción.

    Figura 1.3: Circuito para la medición de la corriente de compuerta.

    Para poder medir el valor real de la corriente de compuerta, se ajustó el trimpot R1 a su máximo valor, se encendió la fuente y se verificó que no existiera flujo de corriente en µAmp2, en tanto en µAmp fluían aproximadamente 30µA.

    Una vez hecho esto, R1 se disminuye lentamente de valor hasta que el tiristor conduce (comprobándose mediante µAmp2.) El valor de la corriente circulante en la compuerta resultó ser de 35µA. La resistencia medida en el arreglo serie fue de 330 kohms. Para comprobar:

    ,lo que concuerda con lo esperado.

    1.3.2 Medición de la corriente de mantenimiento

    Para este propósito se ocupó el circuito de la figura 1.4. Se utilizó una resistencia de compuerta de 200k, que fija a la corriente de compuerta en 60µA, que es mayor a IGTmín y menor a IGTmáx, lo que asegura el disparo por compuerta.

    Para el cálculo de R1 (fija) y R2 (trimpot), que sumados son RL, se ocupó el siguiente procedimiento: primero se supone que la corriente de ánodo es igual a IH mínima dada por el fabricante, por lo que:

    En tanto que para IH máxima, tenemos que el valor correspondiente de la resistencia de carga es:

    Todo esto significa que el valor de la resistencia de carga deberá estar entre 4 y 40 kohms para asegurarnos que la corriente de ánodo estará dentro de los valores esperados para la corriente de mantenimiento.

    Para asegurar que la corriente de ánodo no sea muy grande, por si acaso necesitamos reducir mucho el valor del trimpot, aseguramos que R1 sea de 2 kohms, lo que sugiere que R2 podrá variar libremente desde su mínimo valor.

    Figura 1.4: Circuito para medir la corriente de mantenimiento

    Para medir la corriente de mantenimiento, se fijó R2 a su mínimo valor, para asegurar que la corriente anódica fuera mayor a la máxima corriente de mantenimiento dada por el fabricante, y se disparó el tiristor cerrando momentáneamente el interruptor mostrado en la figura 1.4; se observó que el tiristor cambió a conducción y se mantuvo en ese estado. El valor de la corriente anódica era de aproximadamente 6mA, como era de esperarse, en tanto RL=2k.

    En estas condiciones, el tiristor estaba cebado. Poco a poco se fue aumentando el valor de R2, en tanto la corriente de ánodo se reducía por esta causa. El tiristor dejó de conducir cuando la corriente en µAmp era de aproximadamente 0.39mA; por lo tanto, la corriente de mantenimiento del tiristor que estudiamos, es ligeramente mayor a 0.39mA.

    1.3.3 Medición de la corriente de enganche.

    A partir del circuito de la figura 1.4, mantenemos el interruptor cerrado, y reducimos ligeramente el valor del trimpot R2, abriendo de vez en cuando el interruptor. El valor de la corriente de enganche es aquel que, una vez que se ha abierto el interruptor, es decir, que se retire el pulso de compuerta, el tiristor no regresa al estado de bloqueo.

    El valor de la corriente de enganche que se obtuvo mediante este procedimiento fue de 0.41mA. Esto indica que la corriente de enganche es ligeramente menor a este valor.

  4. Desarrollo
  5. Conclusiones

Basándonos en los resultados obtenidos en esta práctica, pudimos ver que los valores reales de los parámetros del tiristor relacionados con su activación, son muy cercanos a los valores mínimos propuestos por el fabricante.

Para la corriente de compuesta, el fabricante propone un valor mínimo de 30µA; en la práctica se obtuvo un valor de 35µA para este parámetro. Para la corriente de mantenimiento, se propone un valor mínimo de 0.3mA; obtuvimos 0.39mA para este parámetro. Para la corriente de enganche, el fabricante no propone valor alguno, pero se sabe que debe ser una poco mayor que la corriente de mantenimiento; se obtuvo un valor de 0.41mA.

También fue posible reafirmar los conceptos de corriente de compuerta, de mantenimiento y de enganche.

Para la corriente de compuerta se sabe que es la corriente, en el pulso de compuerta, necesaria para la activación del tiristor. En efecto, comprobamos que si no aplicábamos una corriente ligeramente mayor a 35µA, el tiristor no encendía.

La corriente de mantenimiento es la corriente de ánodo mínima para mantener al tiristor en estado de régimen permanente en conducción. Se comprobó que, una vez que el tiristor se disparaba, era necesario mantener el flujo de corriente por arriba de 0.39mA para mantener la conducción.

La corriente de enganche es la corriente de ánodo mínima requerida para mantener el tiristor en estado de conducción, inmediatamente después de que ha sido activado y se ha retirado la señal de la compuerta. Comprobamos que si no existían al menos 0.41mA, no era posible que el tiristor se quedará cebado.

PRÁCTICA 2: CONMUTACIÓN FORZADA DEL SCR Y RED SNUBBER

2.1 Marco teórico

2.1.1 Conmutación forzada

En algunos circuitos con tiristores, el voltaje de entrada es de corriente directa. Como se sabe, el tiristor se "amarra" en el estado de conducción, en tanto es un dispositivo de enganche. Una vez que el tiristor entra en conducción, es necesario que su corriente anódica llegue a ser menor a la corriente de mantenimiento.

Para poder controlar la conmutación del tiristor en corriente directa existe una técnica llamada de conmutación forzada, que consiste en agregar un circuito adicional, cuya función es obligar a que la corriente que fluye por el tiristor pase por cero. Esta técnica encuentra aplicación en los convertidores de dc a dc (pulsadores) y de dc a ac (inversores.)

Hay una gran diversidad de circuitos de conmutación forzada, entre los que podemos menciona al circuito de auto conmutación, conmutación por impulso, por pulso resonante, etc. En este caso trataremos de un circuito de conmutación forzada basado en una red RC simple, y se muestra en la figura 2.1.

Figura 2.1: Circuito para la conmutación forzada

El circuito anterior opera de la siguiente manera: Cuando se dispara el tiristor T1, la corriente de conducción fluye a través de RL y por el ánodo del tiristor, y si es mayor que la corriente de mantenimiento, T1 quedará "cebado" cuando se haya retirado el pulso de compuerta. Al mismo tiempo, el capacitor C se cargará por medio de R, existiendo un potencial más positivo en la terminal conectada al interruptor. Cuando cerramos el interruptor, el capacitor se descargará sobre el tiristor, polarizándolo inversamente; de esta forma, el voltaje en el tiristor adquiere un potencial inverso, obligando a la corriente que fluye por él a intentar cambiar de dirección, lo que la obligará a pasar por cero.

Adicionalmente se debe decir que es necesario que el tiempo de carga del capacitor sea menor a la frecuencia de la señal de activación de la compuerta, y al mismo tiempo, mayor que el tiempo de apagado del tiristor T1, para que el circuito de conmutación no influya en el funcionamiento principal del circuito.

El circuito tiene una limitación: solo se garantiza su funcionamiento para cargas resistivas, ya que en presencia de cargas inductivas sería necesario considerar el efecto del desfasamiento de la corriente provocado por la carga.

2.1.2 Red Snubber

La red Snubber es un arreglo RC que se conecta en paralelo al tiristor en un circuito de conmutación, como una protección para el dv/dt. Es básicamente un circuito de frenado al apagado del tiristor, cuyo objetivo es amortiguar el efecto de una variación voltaje / tiempo que en algún momento pudiera ser destructiva para el tiristor.

El diagrama del circuito correspondiente a la red Snubber se muestra en la figura 2.2. La relación de sus componentes está dada por:

Es importante saber que el valor de la resistencia Rs, está ligado a la corriente de descarga, ITD (que circulará cuando se descargue el capacitor), y que siempre se sugiere unas 10 veces mayor a la corriente de la carga. De esta forma:

Por consiguiente, si se conoce el valor de la carga R, y se sugiere el valor de la corriente de descarga, puede encontrarse fácilmente el capacitor a usar.

Figura 2.2: Tiristor con red Snubber

2.2 Material y equipo

1 SCR C106D

1 capacitor de 100µf 50V

1 capacitor de 1000µ 50V

1 foco de 12V para DC 3W

1 resistencia de 47 ohms ½ W

1 resistencia de 15 ohms ½ W

1 fuente de alimentación de 12VDC

2 interruptores (push)

2.3 Desarrollo

En esta práctica se demostró que mediante el circuito de conmutación forzada es posible hacer pasar al tiristor de su estado de conducción al de bloqueo, cuando está funcionando en corriente directa.

Fue posible también implementar la red Snubber para la protección en el apagado, comprobándose que no había efectos visibles de su utilización sobre el funcionamiento del circuito de conmutación forzada.

2.3.1 Implementación del circuito de conmutación forzada

El circuito de conmutación forzada se armó con base en el circuito de la figura 2.1. Los valores de R y C se calcularon mediante la constante de tiempo, suponiendo que este es el tiempo de carga y descarga del capacitor. Obviamente esto es solo una aproximación empírica.

Se realizaron dos pruebas: en la primera (figura 2.2) se usó un capacitor de 100µF, y se supuso una constante de tiempo de 5ms. Por esta razón R se calculó como R=T/C=4ms/100µF=40 ohms. Se aproximó a 47 ohms.

Para la segunda prueba se utilizó la misma resistencia R de 47 ohms, y se sustituyó el capacitor por uno de 1000µf.

Para comprobar el funcionamiento del circuito de la figura 2.3, se realizó lo siguiente:

Una vez encendida la fuente de alimentación, se aplicó el pulso de compuerta mediante PB1 (la representación del diagrama no corresponde a este tipo de interruptor, pero considérese como tal), de tal forma que el tiristor se encendía y se mantenía en conducción, y la lámpara L1 encendía. Una vez hecho esto, se oprimía PB2 y la lámpara se apagaba, debido a la descarga de la carga del capacitor sobre el tiristor.

Debe comentarse que no se notó variación a simple vista cuando se sustituyó a C de 100µF a 1000µF.

Figura 2.3: Circuito para montaje práctico

Nota: la resistencia de compuerta del circuito se usó, según la práctica anterior, con una valor de 200k. La resistencia RL representa a la lámpara y su valor se calculó mediante RL=V*V/P=12*12/3=48 ohms.

2.3.1.1 Simulación del circuito de conmutación forzada

Para entender el comportamiento real del circuito de conmutación forzada, simulamos el circuito que se dibuja en la figura 2.4. En este circuito se colocó a PB1 como un interruptor formado por un interruptor comúnmente abierto y uno comúnmente cerrado, para simular que es un interruptor de pulso (push.)

Figura 2.4: Circuito de conmutación forzada para simular

En la figura 2.5 se dibuja una gráfica del voltaje en la carga y en el tiristor, en donde se aprecia que, una vez que se enciende el tiristor, existe en la carga un voltaje cercano a los 12 V de alimentación, y cuando se cierra el interruptor PB2, el voltaje en la carga decrece hasta cero.

Puede notarse también que la carga se polariza con un voltaje aproximado del doble del valor de la fuente, en tanto en el tiristor se presenta un voltaje inverso de 12 V. Lo anterior es debido a la descarga del capacitor, por lo que debe considerarse esta característica del circuito en el diseño de las características de los componentes, ya que es un transitorio de magnitud importante.

En la figura 2.6 se observan las formas de onda de la simulación del circuito para un valor del capacitor de 1000 µF, y se aprecia que no existe un cambio sustantivo en las formas de onda, a no ser porque el voltaje de descarga del capacitor desciende más lentamente.

Figura 2.5: Formas de onda del circuito de conmutación forzada para C=100 µF

Es importante hacer notar que, para la simulación del circuito, las librerías de PSPICE 6.0, no contienen al SCR C106D, que se usó en la práctica, por lo que se recurrió al procedimiento mostrado en CONSIDERACIONES GENERALES, para modificar el modelo original del SCR 2N1595.

Figura 2.6: Formas de onda del circuito de conmutación forzada para C=1000 µF

2.3.2 Implementación del circuito adicionando la red Snubber

Para el diseño de la red Snubber, primero se calculó el valor de la resistencia en serie RS, sin embargo, para que el cálculo de la misma fuera idéntico para todas las prácticas de este manual, se consideró que la carga a utilizar era un foco de 100 W, para 130 VAC; de esta forma, la resistencia equivalente de la carga es:

, que para simplificar se utilizará de 160 ohms.

A partir del resultado anterior, se puede determinar que la corriente nominal de la carga es de:

De esta forma, si consideramos que la corriente de descarga es 10 veces la corriente nominal, tenemos que:

, por lo que se utilizará un valor de 15 ohms

Para el cálculo del capacitor CS, con todas las consideraciones anteriores, se tiene que:

, que se llevará a 68 nF

2.3.2.1 Simulación del circuito

El circuito práctico para simular el circuito de conmutación forzada con red Snubber se dibuja en la figura 2.7.

Figura 2.7: Circuito con red Snubber

La figura 2.8 contiene las gráficas de las formas de onda del circuito, en donde se puede observar el voltaje entre ánodo y cátodo del tiristor, el voltaje en el capacitor Cs, y la corriente en la resistencia Rs.

Puede notarse en dicha figura que el comportamiento del circuito no se altera. Así mismo se observa que el voltaje en el capacitor CS es igual al voltaje en el tiristor, y que la corriente en Rs es cero, excepto en los instantes de conmutación.

La red Snubber provoca también una disminución en los transitorios provocados al momento del apagado por la descarga del capacitor, lo que protege visiblemente al tiristor. Precisamente la red es del tipo "freno al apagado".

Figura 2.8: Formas de onda del circuito con freno al apagado

2.4 Conclusiones

Como conclusiones generales acerca del circuito de conmutación forzada, podemos decir que es un circuito para provocar la conmutación del SCR cuando este opera en corriente directa.

Debe mencionarse que este circuito no es apto para conmutar a velocidades grandes, ya a que el tiempo de apagado es relativamente grande, debido al tiempo de carga y descarga del capacitor.

Conviene decir también que la operación de la conmutación forzada implica la inserción de un transitorio considerable a la carga y al tiristor.

En cuanto a la red Snubber, es un circuito de protección, por lo que no afecta sustantivamente el funcionamiento del circuito al que se agrega. La protección que aporta consiste en un freno a las pendientes pronunciadas de tensión al momento del apagado del dispositivo.

PRÁCTICA 3: DISPARO RESISTIVO

3.1 Marco teórico

Unas cuantas aplicaciones del SCR se basan en el control de la corriente de compuerta por medio del control de una resistencia limitadora. Como ejemplos sencillos de tales aplicaciones tenemos al control manual de la intensidad de iluminación en lámparas o focos, como los usados en las lámparas de buró en las habitaciones de las casas, o en las lámparas de los cines y teatros, en los cuales se necesita la variación gradual de la cantidad de luz, para lograr un ambiente adecuado al lugar.

Un circuito con la estructura que se aprecia en la figura 3.1 es capaz de controlar el ángulo de disparo del SCR entre 0 y 90 grados eléctricos. El control del ángulo de disparo implica determinar en qué momento se activará el SCR para un ciclo de la señal de entrada, o sea, se modificará la porción de tiempo que conducirá el dispositivo, con relación a la señal de alimentación de voltaje.

Figura 3.1: Circuito para disparo resistivo

En el circuito de la figura 3.1, la variación del ángulo de disparo se logra mediante la variación de la resistencia R1, que es la resistencia limitadora de la corriente de compuerta, y R2 es la carga, o sea una lámpara o foco, para los ejemplos que se han citado.

3.2 Material y equipo

1 SCR C106D

1 capacitor de 0.1µ 250V

1 resistencia de 15 ohms ½ W

1 foco de 120V 100W

1 potenciómetro de 1Mohms

1 potenciómetro de 4.7Mohms

1 transformador de aislamiento 1:1

1 fusible 2A 250V

3.3 Diseño del circuito

Para el diseño del circuito se tomaron como punto de partida las consideraciones siguientes:

Se necesita diseñar un control de disparo resistivo que permita la manipulación del ángulo de disparo del SCR C106D entre 10º y 80º, teniendo una fuente de alimentación de 180 Vp a 60Hz. La carga será un foco de 100W, cuya resistencia de carga equivalente ya se ha calculado en una práctica anterior como 160 ohms.

Con aquellas consideraciones, el siguiente paso es encontrar las características del SCR que usaremos, siendo la que nos interesa, la IGT, que se ha convenido usar como 35µA, según los resultados de la práctica 1.

Con todo lo anterior, si se propone el circuito de la figura 3.2 como el circuito práctico a usar, donde RL es el foco de 100W (160ohms), R1 es la resistencia limitadora de compuerta para el disparo al ángulo mínimo (10º) y R2 es un potenciómetro que controlará a partir de 10º y hasta 80º, el cálculo de los componentes mencionados está dado por:

Dado que este valor no es comercial, se colocará un potenciómetro de 1Mohm, ajustado aproximadamente a este valor.

De este modo, R2 será un potenciómetro de 4.7Momhs, que será el que deberá moverse para lograra el rango de ángulo de disparo deseado.

3.4 Simulación del circuito

Para verificar el comportamiento del circuito, se simuló en PSPICE 6.0, modificando las características eléctricas del tiristor, mediante el procedimiento descrito en CONSIDERACIONES GENERALES, para que se ajustara a las características del SCR C106D, que se usó en la práctica.

La figura 3.2 muestra el circuito que se usó para la simulación, y el mismo que se usó en la práctica. En la práctica se agregó el transformador de aislamiento y el fusible, así como la red Snnuber para el tiristor.

Figura 3.2: Diagrama del circuito de disparo resistivo

Para comprobar los resultados de la simulación con lo esperado teóricamente, el circuito se simuló en los casos extremos, cuando R2 tiene un valor cero, es decir, la resistencia limitadora de compuerta vale 892k (disparo a 10º), y cuando R2 tiene un valor de 4.17M (disparo a 80º.)

En la gráfica de la figura 3.3 se muestra la simulación para un valor de R1 de 892k y R2 de 1ohm, de tal forma que no se tome en cuenta, y sea como si solo estuviera la resistencia ajustada a 892k para que el disparo ocurra a 10º.

Figura 3.3: Disparo a 10º.

Como puede apreciarse, el disparo ocurrió a 580µs aproximadamente, lo que representa un disparo real en grados de:

Para la figura 3.4, que es la simulación cuando R2 tiene un valor de 4.17Mohms, se espera un disparo a 80º.

Figura 3.4: Disparo a 80º.

Se ve claramente en la figura anterior que el disparo real ocurrió a los 3.63ms, que coincide con un ángulo en grados de:

Ambos valores para el ángulo de disparo difieren solo por 2º, aproximadamente, de lo que se esperaba idealmente.

3.5 Resultados prácticos y conclusiones

Cuando se implementó el circuito en la práctica, los resultados obtenidos fueron muy aproximados a lo esperado teóricamente, ya que, para el valor de R2 mínimo se obtuvo un ángulo de disparo (visto en el osciloscopio), de unos 14º, y para el valor máximo de la misma resistencia, se logró un valor cercano a los 82º.

Cabe mencionar que, debido a que R2 tenía un alcance aún mayor de lo requerido (4.7M, cuando se necesitaban 4.17M), el valor del ángulo de disparo pudo ser de casi 90º.

El efecto visual logrado en el foco fue el siguiente: cuando se colocaba el potenciómetro R2 en su valor máximo, el foco apenas se encendía, pero a medida que se giraba hacia su mínimo valor, se incrementaba la intensidad de la luz que emitía, lográndose la máximo intensidad cuando R2 era prácticamente cero.

PRÁCTICA 4: DISPARO RC

4.1 Marco teórico

El valor de la corriente de corriente de compuerta de los tiristores suele variar demasiado, aún en los tiristores de la misma matrícula. Esto se debe a que la estructura de los cristales de material semiconductor nunca puede ser idéntica de un dispositivo a otro. La diferencia entre las características eléctricas de la compuerta de los tiristores es aún mayor cuando los dispositivos manejan grandes corrientes y voltajes.

Lo anterior implicaría que cada que se reemplace un tiristor en un circuito, se tendría que diseñar nuevamente la red resistiva, lo que vuelve impráctico un circuito como el analizado en la práctica anterior.

La forma más simple de solucionar el problema planteado es colocar una red de adelanto RC para lograr un disparo por voltaje y no por corriente. Para demostrar lo mencionado refiérase a la figura 4.1.

Figura 4.1: Red RC de primer orden

La función de transferencia del circuito, en el dominio de la frecuencia está dada por:

En donde el desplazamiento de fase del circuito y la tensión de salida en función de dicho desplazamiento se pueden simplificar en las expresiones:

, como el ángulo de desplazamiento y

, como el valor de la tensión de disparo.

Como puede notarse, en ninguna de las expresiones se incluye la corriente de compuerta, que si se supone de un valor tan pequeño como para superarse a cualquier valor de Vgt, el circuito constituye una red de disparo del tiristor por voltaje.

Según las expresiones anteriores, se han diseñado redes típicas de disparo por control de fase, en donde el elemento de control es el valor de R, que son capaces de disparar SCR’s y TRIAC’s en ángulos de disparo que van de los 10º hasta casi 90º para redes de primer orden.

De esta forma, debido a que se pueden colocar redes en cascada para lograr ángulos de adelanto hasta de 180ª (una red de segundo orden), entonces es posible superar el ángulo de disparo, y en ocasiones, pueden alcanzarse ángulos de disparo de unos 170º o más.

Debe recordarse que no es posible alcanzar un ángulo de disparo, ni a partir de cero, ni hasta 180º, debido a que la red RC tiene ganancia unitaria solo a determinado valor de resistencia.

4.2 Material y Equipo

1 SCR C106D

3 capacitores de 0.1µ 250V

1 resistencia de 15 ohms ½ W

1 foco de 120V 100W

1 potenciómetro de 1Mohms

2 resistencias de 4.7k

1 potenciómetro de 4.7Mohms

1 transformador de aislamiento 1:1

1 fusible 2A 250V

4.3 Montaje de la red de disparo por voltaje

4.3.1 Red de primer orden

Como se ha mencionado, el diseño de la red RC no se efectúa directamente de las ecuaciones ya que, en especial la última (Vgt), es solo una aproximación en la que se desprecian los valores de la corriente de compuerta, así como las capacitancias internas de la compuertas o los efectos de la temperatura sobre estos dos valores, principalmente.

Por lo anterior, se han diseñado redes que responden adecuadamente a la frecuencia de la línea de CFE y a valores de fase más o menos consistentes para las variaciones de los parámetros del tiristor.

Con lo anterior, se usará la red de adelanto típica que se analizó en clase, que corresponde al circuito de disparo de la figura 4.2, en donde se proponen valores para R desde 4.7k hasta poco más de 1M, y C ha sido definido con un valor de 0.1µF.

Existe, según el mismo circuito de la figura 4.2, un solo valor que se desconoce para el montaje del circuito: la resistencia de carga. Sin embargo, en prácticas anteriores se ha comentado que se usará un valor de 160 ohms para la resistencia equivalente de la lámpara incandescente de 100W.

Bajo las condiciones descritas, puede calcularse el ángulo de disparo mínimo y máximo, mediante las ecuaciones siguientes:

y

Por lo que para los valores propuestos en la figura 4.2, la fase de adelanto (y el ángulo de disparo) está dado por:

En la práctica estos valores se mejoraron mediante el ajuste de la resistencia de límite R1, alcanzando ángulos de disparo de hasta 90º.

Figura 4.2: Red de disparo RC de primer orden

4.3.2 Red de disparo de segundo orden

La colocación en cascada de dos redes de primer orden, como se indica en la figura 4.3 da lugar a una red RC de adelanto de segundo orden. Esta red es capaz de proporcionar un ángulo de disparo desde casi cero hasta casi 180º. El principio de funcionamiento es el mismo que para una red de primer orden, pero el desfasamiento de la tensión Vgt es mucho mayor.

Figura 4.3: Red RC de segundo orden

 

4.4 Simulación de los circuitos RC

4.4.1 Red de primer orden

El circuito usado para la simulación se muestra en la figura 4.4. Debe recordarse que han sido modificados los parámetros del SCR de tal manera que estén dentro del rango del SCR usado (C106D); así mismo, se incluye la red Snubber, que ha sido diseñada previamente.

Figura 4.4: Circuito para simulación de la red RC de primer orden

De acuerdo al circuito anterior, cuando R2 se encuentra en su mínimo valor (supuesto de 1 ohm en la simulación), se genera la señal de la figura 4.5 en la carga. Puede apreciarse que el tiempo de retraso en el disparo es de 515µs aproximadamente, que corresponde a un ángulo de disparo de 11.12º, cuando se esperaba de poco más de 10º.

Cabe mencionar que la medición en la gráfica se tomó en el segundo ciclo, puesto que el primero no es adecuado debido al proceso de aproximación de PSPICE.

Figura 4.5: Forma de la señal en la carga para el ángulo mínimo

De una forma similar, la figura 4.6 contiene la forma de onda de la señal en la carga cuando R2 se encuentra en su máximo valor (1Mohms).

Se puede apreciar que el cursor señala un tiempo de retardo en el disparo de unos 3.832ms, que corresponden a 83º aproximadamente, que se acercan a los 88º deseados, según los cálculos.

Se recuerda, sin embargo, que en la práctica, mediante el ajuste de la resistencia R1, se logró mejorar el valor del ángulo máximo de disparo, alcanzando los 90º.

Nuevamente, en la gráfica 4.6 se aprecia que el primer ciclo de la señal no es lo esperado, pero se ve que en los siguientes ciclos, la señal se establece.

Figura 4.6: Forma de onda en la carga para el ángulo máximo.

4.4.2 Red de segundo orden

Para la simulación de la red de segundo orden, se usó el circuito de la figura 4.7.

Figura 4.7: Circuito para la simulación de la red RC de segundo orden

Figura 4.8: Forma de onda para red de segundo orden, valor mínimo del ángulo

Figura 4.9: Forma de onda para red de segundo orden, valor máximo del ángulo

Puede apreciarse como mediante la manipulación de una sola resistencia (R2), se logró hacer varía el ángulo de disparo desde 25º hasta 125º, como puede verse en las figuras 4.8 y 4.9, que si bien no son los valores que la teoría propone (10º para el valor mínimo, casi 180º para el máximo), son muestra de la mejora que se tiene sobre el control del ángulo de disparo. Además, los resultados prácticos resultaron ser mejores, debido a que se pudo variar directamente el valor de R1 y R3, para incrementar aún más la selectividad del ángulo.

4.5 Conclusiones

Una red RC de adelanto permite disparar un tiristor por voltaje y no por corriente, en tanto se suponga que su Igt es muy pequeña, permitiendo así un mejor control del ángulo de disparo, independiente del valor de Igt.

La red básica de adelanto, de primer orden, permite ángulos de disparo entre 10 y 90º, en tanto la red de segundo orden puede extenderse hasta aproximarse bastante a los 180º.

Las ecuaciones teóricas para el ángulo y voltaje de disparo son aproximaciones, ya que no toman en cuenta las variaciones de las características de los tiristores; sin embargo, se han propuesto redes RC "prediseñadas" para usar la frecuencia y voltaje de la línea de CFE. Estas redes son además ajustables, puesto que permiten que se adecue el ángulo de disparo mediante la variación de una o dos resistencias, y no implica el rediseño de la red, como en el caso del disparo resistivo.

PRÁCTICA 5: DISPARO CON DIAC

5.1 Marco Teórico

Los circuitos de disparo analizados en las prácticas anteriores utilizan el control de fase de una señal sinusoidal aplicada a la compuerta del tiristor, lo que implica una disipación constante de potencia en la unión de compuerta del tiristor.

La utilización de un elemento de conmutación como el DIAC, en conjunto con la red RC de control de fase vista anteriormente forman un circuito capaz de generar un impulso de disparo en lugar de una señal sinusoidal. Con esta premisa, se sabe que el tiristor no desperdiciará potencia en su compuerta.

Ahora bien, suponiendo que no se usara un DIAC para el disparo de un TRIAC, sino solo la red RC, existiría entonces un inconveniente: la constante de adelanto de la red implicaría la existencia de una corriente remanente inversa al ciclo de conducción. Es decir, al ser el TRIAC un dispositivo que se activa en ambas polarizaciones, cuando la señal de entrada cambiara de signo, el TRIAC tendería a activarse con una corriente de sentido opuesto al adecuado en su compuerta, debido al desfasamiento corriente – voltaje que genera la red RC, lo que implicaría un control sumamente preciso del desfasamiento que provoca la red RC para evitar dicho fenómeno.

Existe aún otra ventaja importante de este circuito sobre los que se vieron con anterioridad: el DIAC, por ser un dispositivo de disparo por voltaje, siempre se activará a la misma tensión (su voltaje de ruptura), permitiendo así un mejor control del ángulo de disparo del pulso aplicado a la compuerta del tiristor.

5.2 Material y Equipo

1 TRIAC BTA08004

1 DIAC DB3 (30V)

3 capacitores de 0.1µ 250V

1 resistencia de 15 ohms ½ W

1 foco de 120V 100W

1 potenciómetro de 1Mohms

1 resistencias de 4.7k

1 transformador de aislamiento 1:1

1 fusible 2A 250V

5.3 Montaje del circuito

Como se ha mencionado, puede usarse la red RC que se propuso en la práctica 4, y un DIAC, para formar un circuito como el que se aprecia en la figura 5.1, que constituye un circuito típico de disparo con DIAC.

Figura 5.1: Circuito de disparo con DIAC.

El funcionamiento del circuito es como se indica: En el primer semiciclo de la tensión de entrada Vs, el condensador C1 se cargará mediante la resistencia en serie formada por R2, RL y R1.

X2 es un DIAC de 30V de voltaje de ruptura, por lo que cuando la tensión en la red RC alcance este valor, el DIAC comenzará su conducción, permitiendo que el condensador descargue un pulso de voltaje y corriente sobre la compuerta del TRIAC X1, disparándolo. El pulso durará hasta que finalice el semiciclo.

Durante el siguiente semiciclo, las polaridades de corriente en voltaje se invierten, pero el principio de operación es el mismo, puesto que ambos, TRIAC y DIAC son dispositivos bidireccionales.

En la figura se muestra el circuito incluyendo la red Snubber diseñada previamente, que también puede usarse con TRIAC’s.

En la práctica, se lograron ángulos de disparo de poco menos de 10º hasta casi 180º. Esto es posible debido a que el condensador se carga prácticamente desde un valor de tensión cero hasta el voltaje de línea, existiendo solo una porción en el comienzo de cada semiciclo en donde el condensador no tendrá carga suficiente para activar al TRIAC.

El circuito no pudo ser simulado, debido a que en las librerías de PSPICE no se encontró un DIAC, necesario para simular el efecto deseado.

PRÁCTICA 6: DISPARO CON OSCILADOR DE RELAJACIÓN

6.1. Marco teórico

El transistor monounión (UJT) se utiliza comúnmente para generar señales de disparo en los SCR, mediante un circuito conocido como oscilador de relajación, el cual se muestra en la figura 6.1.

Figura 6.1: Diagrama básico del oscilador de relajación.

El oscilador de relajación genera impulsos de disparo cuya forma de onda del voltaje el RB1 es idéntica a la forma de onda de la corriente de descarga del capacitor CE; este voltaje debe diseñarse tan grande como para activar al SCR.

El periodo de oscilación de la señal de salida controlarse a partir de la variación de la constante de tiempo formada por RE y CE. Estos circuitos se diseñan para un propósito específico, y las expresiones usadas en el diseño que aquí se presenta están basadas en consideraciones teórico – prácticas.

6.2. Diseño del oscilador de relajación

Para el diseño del circuito que se muestra en la figura 6.2, se tomaron en consideración los siguientes datos de partida:

  • La fuente de corriente alterna tiene un valor de 180 Vpp, a 60 Hz.
  • El voltaje de polarización del oscilador de relajación es de 20 Vdc.
  • El valor de la carga, puramente resistiva, tanto para las pruebas en corriente alterna como en directa, se consideró con un valor dado por:

ohms.

Figura 6.2: Diagrama del circuito de disparo con UJT

El fabricante del UJT proporciona los siguientes valores para los parámetros principales del dispositivo, cuando se supone que el voltaje interbases (VBB) es igual al voltaje de alimentación del oscilador, es decir 20 V.

  • La relación intrínseca (h ) es de 0.7
  • Corriente de pico (IP) de 1 µA
  • Corriente de valle (IV) de 4.5 mA
  • Voltaje de valle (VV) de 1.66 V
  • Resistencia interbases (RBB) de 6.9 kohms
  • Voltaje VF de 0.49 V @ 25º C
  • Voltaje de pico de 14.49 V

El último punto a considerar para el diseño es que se desea controlar el ángulo de disparo del SCR de 10º a 170º eléctricos. Por lo tanto, el rango de frecuencia de oscilación estará dado por:

, Donde a es el ángulo de disparo y T es el periodo de la señal alterna.

De acuerdo a lo anterior, la frecuencia de oscilación del circuito tendrá que estar dentro del rango de 127 a 2160 Hz.

A partir de todos los datos anteriores, es posible calcular el rango de la resistencia de emisor válido para el circuito:

Lo anterior implica que la resistencia de emisor debe estar en un rango que va desde los 4K, hasta los 5.5M, y el mejor valor es 40K. Sustituyendo este valor en la expresión que relaciona a la frecuencia de oscilación con los elementos del circuito, tenemos:

De esta forma, se eligió un valor comercial de 0.01 µF para el capacitor de emisor, y a partir de dicho valor se recalculó RE para la frecuencia máxima:

Este valor se adaptó a una resistencia comercial de 33 K, para asegurar que se controlará la oscilación desde los 10º. El valor de RE para la frecuencia mínima estará dado por:

3

Para controlar fácilmente el rango de variación de RE, se colocó un arreglo serie de una resistencia de 33 K y un potenciómetro de 1 M, para asegurar la cobertura del control del ángulo de disparo. De esta forma, en la figura 2 se tiene:

Los valores de R1 y R2 se obtuvieron mediante las expresiones empíricas, y están dados por:

y

6.3. Simulación del circuito

El circuito de la figura 6.2 se simuló en dos partes: primero se realizaron las pruebas con la carga en corriente alterna, y después con la carga en corriente directa. Además, para cada parte, se simuló el disparo para 10º y para 170º.

En ambas simulaciones, el voltaje Vcc del oscilador se obtuvo a partir de la conexión en serie de dos diodos zener de 10 V cada uno, diodos cuya corriente se limita por la resistencia en serie Rs. Los diodos rectificadores tienen matrícula 1N4007.

6.3.1 Carga en el lado de alterna

Para simular el efecto del circuito sobre la carga en el lado de alterna, se tomó el circuito que se dibuja en la figura 6.2.

Primero se colocó RE2 de 1 ohm, para suponer que solo estaba presente el efecto de RE1, de tal manera que la resistencia de emisor tendría un valor de 33 K aproximadamente. Es decir, el oscilador de relajación estaría funcionando a su frecuencia máxima, y por lo tanto, el SCR se tiene que disparar a 10º.

En la figura 6.3 se muestra la gráfica obtenida en la simulación, para la señal en la carga y la señal de disparo en la compuerta del tiristor.

Figura 6.3. Efecto en la carga de alterna (10º)

Como puede verse en la figura 6.3, la señal en la carga indica que el circuito se ha disparado (comienza un voltaje en la carga RL), cuando se aplica el pulso en la compuerta (VGx1), que a su vez proviene del oscilador de relajación.

La posición del cursor para V(RL:1,RL:2), indica que la conducción hacia la carga comienza en 573.9614 µs, lo que sugiere un ángulo de disparo de 12.44º, que se aproxima mucho al valor de 10º esperado para los 33 K en la resistencia de emisor.

En la figura 6.4 se aprecian las dimensiones del pulso de disparo en la compuerta, que presenta una amplitud aproximada de 4.7 V y un ancho de pulso de 2.36 µs; esto demuestra que el pulso generado es capaz de disparar al SCR.

Figura 6.4: Dimensiones del impulso de disparo

En la figura 6.5 puede verse que, cuando comienza la conducción, el voltaje de polarización del oscilador de relajación cae a un valor muy bajo, lo que provoca que el oscilador deje de funcionar, motivo por el cual no se provocan impulsos luego del disparo ni antes de que termine el ciclo de la señal de entrada. Lo anterior es debido a que el SCR se amarra, y como el oscilador se alimenta del voltaje de ánodo, se sabe que en conducción, este voltaje es cercano a 1 V.

Puede notarse también que el voltaje de alimentación no supera los 20 V, lo cual se debe al diodo zener que regula el voltaje hacia el circuito.

La figura 6.6 está ilustrando el efecto del disparo cuando RE tiene un valor de 655 K, lo que quiere decir que si RE1 tiene un valor de 33 K, el potenciómetro RE2 tendrá que ajustarse a 622 K para lograr el valor indicado de la resistencia de emisor, que como se dijo anteriormente es la suma de RE1 y RE2.

Figura 6.5: Efecto en la alimentación del oscilador

Figura 6.6. Efecto en la carga de alterna (170º)

Como puede verse en la gráfica anterior, el disparo del circuito ocurre en 6.2768 ms, lo que significa que se tiene un ángulo de conducción de 136º aproximadamente. Al valor elegido de RE, se supone que el valor del ángulo de conducción debía ser 170º; sin embargo, debido a que en esta zona la polarización del oscilador comienza a decrecer debido a que la señal de entrada disminuye su valor, no se asegura que la frecuencia de oscilación del circuito de relajación sea de 127 Hz.

En el diagrama de la figura 6.7 se aprecia el ángulo de conducción a los 170º reales, que sucedió con una valor de RE de aproximadamente 850 K.

Figura 6.7. Efecto en la carga de alterna (170º real)

6.3.2 Carga en el lado de directa

Para simular el efecto del circuito sobre la carga en el lado de directa, se tomó el circuito que se muestra en la figura 6.8.

Primero se colocó RE2 de 1 ohm, para suponer que solo estaba presente el efecto de RE1, de tal manera que la resistencia de emisor tendría un valor de 33 K aproximadamente. Es decir, el oscilador de relajación estaría funcionando a su frecuencia máxima, y por lo tanto, el SCR se tiene que disparar a 10º.

En la figura 6.9 se muestra la gráfica obtenida en la simulación, para la señal en la carga y la señal de disparo en la compuerta del tiristor a 10º.

Figura 6.8. Circuito con la carga en el lado de directa

Figura 6.9. Efecto en la carga en directa (10º)

Puede verse que el disparo ocurre aproximadamente igual que en el caso cuando la carga estaba en el lado de alterna, pero el voltaje en la carga es una señal de corriente directa.

El pulso de disparo conserva sus características, al igual que el voltaje de polarización del oscilador, por lo que ya no se mostrarán estas gráficas.

En la figura 6.10 está la gráfica del disparo a 170º, cuando RE tiene un valor de 655K, ya que como vimos anteriormente, este valor puede no ser ideal.

Figura 6.10. Efecto en la carga en directa (170º)

Figura 6.11. Efecto en la carga en directa (170º real)

Puede verse en la gráfica de la figura 6.10 que, en efecto, el disparo ocurre a los 136º, aproximadamente igual que en el caso de la carga en alterna. De aquí, si se hace RE igual a 850 K, se supone que el circuito se dispara a 170º realmente, como se puede ver en la figura 6.11.

6.3.3 Frecuencia de operación del oscilador de relajación

A partir de los datos y observaciones anteriores, se simuló solamente el oscilador de relajación, para obtener el rango de la frecuencia de operación. La simulación se hizo enviando la terminal de compuerta a tierra, para evitar el disparo del SCR, y con la condición de la carga en directa, como se aprecia en la figura 6.12.

Figura 6.12. Circuito para simular la frecuencia de operación del oscilador

A partir del circuito anterior, si RE se coloca en su valor mínimo de 33 K, se obtiene la forma de onda de la figura 6.13, que indica una frecuencia de oscilación de 3.59 KHz. Esto asegura que se disparará el tiristor aproximadamente a 10º, ya que el valor teórico inicial calculado indicaba una frecuencia de oscilación mayor a 2160 Hz.

De igual manera, para la figura 6.14 se propuso una RE de 850 K, que fue el valor de disparo a 170º, obteniéndose una frecuencia de oscilación de 108 Hz, cuando la frecuencia mínima esperada teóricamente indica 127 Hz, lo que asegura el disparo del SCR a 170º.

Figura 6.13. Frecuencia máxima del oscilador de relajación

Figura 6.14. Frecuencia mínima del oscilador de relajación

PRÁCTICA 7: DISPARO LINEAL PARA EL CONTROL DE CA

7.1 Marco teórico

En las técnicas de activación de los tiristores que se han visto hasta el momento, la variable de control es la resistencia eléctrica; es decir, el ángulo de disparo del dispositivo, la tensión suministrada a la carga, y la potencia, se controlan mediante la variación de la resistencia de un potenciómetro.

En un sistema de control real, estos métodos resultan tener muy pocas aplicaciones, puesto que no son tantos los sensores que proporcionan una variación de la resistencia ante una cambio en la presión o velocidad de un motor, por ejemplo. En cambio, es muy común que los sensores proporcionen niveles de corriente (4 – 20 mA) y voltaje (0.3 – 32V), puesto que es más fácil acondicionar señales de estas características. Aún más, los sistemas de control digital aportan señales de control que, luego de un conversión digital – analógica, consisten en señales normalizadas de corriente y tensión.

Por los motivos expuestos, los sistemas de control del disparo de los tiristores se presentan, de una manera más común, con una señal de referencia que es comparada con una señal de entrada variable, en donde el tiristor (o grupo de ellos), es conmutada hacia conducción cuando la señal de entrada ha sobrepasado la magnitud de la referencia (o viceversa.)

Una forma de lograr lo antes dicho es mediante la derivación de una señal lineal a partir de la señal senoidal de la línea de alimentación. Si esta señal se incrementa linealmente a partir de cero desde el comienzo de un ciclo de la corriente alterna de entrada, y crece a su máximo valor cuando esta señal ha alcanzado un semiciclo (180º), entonces la magnitud de la señal de referencia será directamente proporcional al ángulo de variación de la señal alterna, durante cada medio ciclo. De esta forma, una señal de disparo basada en el monitoreo de esta señal de referencia, podrá controlar la activación de los tiristores en una manera linealmente proporcional al periodo de la señal de alimentación.

7.2 Implementación del circuito de disparo lineal

En la práctica, el circuito de disparo lineal se compone de cuatro etapas, que se aprecian mejor en el diagrama a bloques de la figura 7.1.

1ª etapa, Detector de cruce por cero: Esta etapa se encarga de monitorear la señal de entrada mediante la detección del cruce de la señal alterna por la línea de referencia de cero, de tal forma que su señal de salida servirá para sincronizar la señal de alimentación y las etapas subsecuentes.

2ª etapa, Generador de la rampa lineal: Esta etapa consiste en un integrador que, a partir de una tensión fija de CC, genera una rampa, cuya amplitud y periodo se controla mediante la sincronización con la señal de entrada.

3ª etapa, Comparador: Consiste en la comparación de la señal producida por el integrador y una señal de control (Ec), la cual es la señal de salida del sistema de control (sistema digital – análogo, señal estándar de voltaje, etc.) Esta etapa proporcionará un nivel de tensión cuando la rampa esté por debajo de la magnitud de la señal de control Ec, y otro nivel cuando esté por encima de la misma.

4ª etapa, Acoplador de señales: La función de esta etapa es traducir los niveles de tensión proporcionados por el comparador en una conmutación del tiristor. En este caso, consiste en un opto acoplador. Posteriormente a esta etapa se encuentra la etapa de potencia, es decir el o los tiristores.

 Para ver el gráfico seleccione la opción "Descargar" 

Figura 7.1: Implementación del circuito de disparo lineal

 7.3 Material y equipo

1 TRIAC BTA08400B

1 CI TL084

3 diodos 1N4148

5 capacitores de 0.1µ 250V

1 resistencia de 15 ohms, 5 resistencias de 1k, 1 resistencia de 330, todas ½ W

1 foco de 120V 100W

2 potenciómetros de 100 k

1 MOC3011

1 transformador de aislamiento

1 transformador 120V / 3V

1 fusible 2A 250V

1 transistor 2N3904

7.4 Montaje del circuito

El circuito de la figura 7.2 ilustra acerca del montaje real del circuito, en donde se incluyen las resistencias de límite del opto acoplador, y el capacitor de protección del optotriac. No se muestra el transformador de aislamiento.

Figura 7.2: Montaje del circuito de disparo lineal

En la práctica pudo notarse que cuando se movía el potenciómetro R6, que está representado un divisor de tensión variable, que proporciona el voltaje de control, la intensidad en el foco también se modificaba. La forma de onda vista en el osciloscopio era muy parecida a las que se presentan en la sección de simulación de esta práctica.

Nótese que la variable de control no es la resistencia del potenciómetro, como en los casos de las prácticas anteriores, sino el voltaje que hay en el divisor de tensión que forman sus terminales.

7.5 Simulación del circuito

Para la simulación del circuito, debido a que las librerías de la versión 6.0 de PSPICE no tienen los componentes necesarios, sobre todo el transformador 160V / 3V y el opto acoplador MOC3011, fue necesario modificar el circuito, de tal forma que se ha simulado solo la parte de disparo, omitiendo la etapa de potencia, de la que se sabe que si le llegan los impulsos de disparo adecuados, entonces tomará la forma de disparo discutida en la práctica 5.

La figura 7.3 muestra la parte del control lineal, omitiendo la etapa de potencia y el opto acoplador, representando a este por un diodo de silicio (D6). De igual forma, el transformador de bajada de 3V se ha representado por una fuente de voltaje controlada por voltaje, para dar una tensión de alimentación al detector de cruce por cero de 5Vp, que corresponde al valor pico real del transformador.

La figura 7.4 muestra las señales de entrada y de salida del detector de cruce por cero, en donde se aprecian lo impulsos que servirán para limitar la integración.

La figura 7.5 es la representación de PSPICE para la señal de salida del integrador, en donde se demuestra que el tiempo de integración está limitado por la señal de salida del detector de cruce por cero.

En la figura 7.6 puede verse la señal de salida del último amplificador operacional del circuito de disparo lineal, en donde, según la posición del opto acoplador representado por D6, existirá conducción en el lado de potencia del opto acoplador durante el pulso negativo del voltaje de salida del circuito de disparo lineal.

De esta forma, se tiene que fluirá corriente de compuerta hacia el TRIAC solo cuando el opto acoplador se active, lo que cumple con las características de disparo del TRIAC discutidas en la práctica 5.

Figura 7.3: Circuito usado para la simulación del disparo lineal.

Figura 7.4: Señal de salida del detector de cruce por cero.

Figura 7.5: Señal de salida del integrador, el generador de rampa.

Figura 7.6: Señal de salida del circuito de disparo lineal.

7.6 Conclusiones

El circuito de disparo lineal proporciona un alternativa de disparo de tiristores con una mayor cantidad de aplicaciones, puesto que es más frecuente encontrar señales de control de voltaje o corriente, que de resistencia, como el caso del disparo resistivo, RC o con DIAC.

EL uso de opto acoplador permite separar la etapa de control de la etapa de potencia, reduciendo así el riesgo de descargas hacia los componentes más sensibles.

Se asegura que el TRIAC recibe los impulsos de disparo adecuados al observar las señales de las figuras 7.4, 7.5 y 7.6, puesto que demuestran que los pulsos de disparo están relacionados con la tensión de línea, mediante el detector de cruce por cero.

Dado que el PSPICE no se encuentra un opto acoplador con TRIAC, como el que se necesita para la práctica que se desarrolla, la simulación de la etapa de potencia no fue posible, pero se sabe que si el TRIAC recibe los pulsos de disparo adecuados, entonces se comportará como un interruptor de C.A.

PRÁCTICA 8: DISPARO LINEAL PARA UN SEMICONVERTIDOR

8.1 Marco Teórico

El circuito de disparo lineal usado para el control del ángulo de disparo del semiconvertidor tiene la misma configuración que la que se ha descrito en la figura 7.1. Sin embargo, en la etapa de acoplamiento deben usarse dos opto acopladores, cuando en el control C.A se usaba solo uno. En la etapa de potencia no se usa un triac, sino un circuito semiconvertidor cd –cd a base de SCR’s.

En esta sección ya no se discutirán los puntos referentes al diseño del circuito de control lineal del ángulo de disparo, sino que se dedicará un poco al estudio del comportamiento y principios del semiconvertidor.

8.1.1 Introducción a los semiconvertidores

Los circuitos rectificadores con diodos proporcionan un voltaje de corriente directa fijo. Para obtener voltajes de salida controlados, se utilizan tiristores. Es posible modificar la magnitud del voltaje de salida de los rectificadores a tiristores controlando el ángulo de disparo de los mismos. Un tiristor funcionando en esta forma se conoce como tiristor de control de fase, que se activa mediante la aplicación de un disparo en la compuerta y se desactiva mediante la conmutación natural o de línea.

Los rectificadores controlados por fase son sencillos, económicos y logran eficiencias del orden de 95%. Se conocen como convertidores de ca – cd, puesto que transforman el valor de una tensión alterna en una tensión directa.

Para evaluar el funcionamiento y el rendimiento de un convertidor se utilizan las series de Fourier, en donde se supone que la inductancia de la carga es lo suficientemente alta para que la corriente de la carga se considere continua y tenga una componente ondulatoria despreciable. En el presente reporte se evaluará solo el caso de un semiconvertidor de onda completa, cuyo diagrama esquemático se muestra en la figura 8.1.

Figura 8.1: Diagrama general del semiconvertidor.

8.1.2 Desarrollo matemático de las expresiones en los semiconvertidores

Según el diagrama de la figura 8.1, se analizará el circuito para obtener sus principales parámetros, considerando que el tiristor T1 se dispara en w t=a , y el tiristor T2 en w t= a + p , de tal forma que se considerarán los siguientes valores para los ángulos:

a 1

a 2

a 3

a 4

a

p

a + p

2p

De esta manera, se evaluarán los siguientes datos, para valores de a de 10, 90 y 170 grados eléctricos.

,

,

,

A partir de las expresiones anteriores, se llenó la tabla siguiente, para los distintos valores del ángulo de disparo dados previamente, para Vm=170V.

a

THDI

FP

VCD

VRMS

10 deg

41.72 %

0.9194

107.4

90 deg

48.35 %

0.6366

54.113

170 deg

283.3 %

0.0290

0.8221

Tabla 8.1: Valores teóricos de los parámetros del semiconvertidor.

8.1.3 Simulación de un semiconvertidor con pulsos de disparo ideales

Para comparar los valores obtenidos mediante las expresiones matemáticas teóricas, y que se recopilan en la tabla 8.1, con los valores reales que se tienen en un circuito en donde no se pueden considerar como despreciables muchos de los valores que se consideran para el análisis matemático (inductancia infinita, corriente directa, armónicas adicionales), se recurrió a una simulación en PSPICE.

El circuito usado para la simulación se muestra en la figura 8.2, en donde los pulsos de disparo se generan mediante fuentes de pulso periódicas, y la fuente de alimentación tiene un valor pico de 170 V de corriente alterna de 60 Hz.

Las resistencias R1 y R2 tienen este valor para limitar la corriente de compuerta a 47 mA, puesto que el SCR usado tiene una IGT de 40 mA. También por este motivo la magnitud de las fuentes de disparo es de 5V. El ancho de pulso de disparo es de 20µs, en tanto el SCR tiene un tiempo de encendido del tiristor es de 1µs, por lo que es un tiempo suficiente para hacerlo conmutar.

El diodo de marcha libre se ha colocado como una indicación de que, para cargas altamente inductivas, este diodo es recomendable.

La resistencia de carga RL se ha sugerido de este valor en forma arbitraria y la inductancia L1 ha sido colocada de un valor suficientemente grande para considerar la corriente como directa, y suficientemente pequeño para no provocar errores de convergencia. (Como nota adicional se cometa que fue necesario cambiar los valores RELTOL, VNTOL y ABSTOL en el simulador.)

Para el análisis de las frecuencias armónicas se ha colocado una resistencia adicional Rs, de valor muy pequeño, de tal manera que la variable de análisis fuera la corriente por esta resistencia, considerando una frecuencia fundamental de 60 Hz, y 31 armónicas secundarias.

Figura 8.2: Circuito usado para la simulación en PSPICE

8.1.3.1. Simulación para a =10 grados

Para este ángulo de disparo, el tiristor T1 debe de encenderse a un ángulo de 10 grados, correspondiente a 462.97µs, en tanto T2, que debe conmutar a 190 grados o 8.7965µs. Lo anterior se tomó en cuenta a cuando se asignaron valores a las fuentes de disparo.

En la figura 8.3 se dibuja una gráfica obtenida en la simulación para el ángulo de disparo dado. Se puede notar que los SCR están activándose aproximadamente a los 10 grados de su respectivo semiciclo de operación.

Figura 8.3: Forma de onda en RL para a =10 grados

Para obtener la gráfica anterior solo se simuló una pequeña porción de tiempo. En la figura 8.4 aparece el valor promedio para el voltaje de salida de este circuito, teniendo que haber evaluado este durante un tiempo mayor, como puede apreciarse en la misma gráfica.

Como puede notarse, el valor promedio de la simulación es de aproximadamente 102.5 VCD, que coincide aproximadamente con el voltaje esperado teóricamente de 107 VCD. Es necesario decir que para obtener este valor fue necesario simular durante unos 400ms para que se estabilizara el valor promedio, donde fueron necesarios unos 24 ciclos de la señal de entrada.

En adición, se debe mencionar que para que la simulación no presentara problemas de convergencia, el valor de la inductancia fue ajustado a 15mH solamente, ya que si se sobrepasaba este valor, el simulador marcaba errores de aproximación numérica.

Figura 8.4: Voltaje promedio del voltaje de salida, 10 grados

En la figura 8.5 se muestra el resultado de la simulación para el valor RMS. Como puede verse, el valor obtenido en la simulación es de 116.8 Vrms, que se aproxima bastante bien al valor esperado de 120.14 en los cálculos. Cabe mencionar que estas mediciones se realizaron sobre el voltaje en la carga (pin RL:2, o pin L1:1), es decir en RL, aunque se midieron también en el inductor (L1:2), y no se modifican más que por 1 volt.

Figura 8.5: Valor RMS del voltaje de salida, 10 grados

En cuanto al análisis de la distorsión armónica, el listado que produce PSPICE en su archivo de salida, arrojó los siguientes datos:

HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED PHASE NORMALIZED

NO (HZ) COMPONENT COMPONENT (DEG) PHASE (DEG)

1 6.000E+01 2.689E+00 1.000E+00 -5.209E+00 0.000E+00

2 1.200E+02 3.920E-02 1.458E-02 8.453E+01 8.973E+01.

TOTAL HARMONIC DISTORTION = 4.117788E+01 PERCENT

Como puede apreciarse (no se muestra todo el listado), la distorsión armónica resultó del 41.17 %, contra la esperada del 41.72 %.

En cuanto a la fase, se ve un ángulo de –5.209 grados, que arroja un factor de potencia dado por:

Según la tabla 8.1, el FP calculado es de 0.9194, por lo que también es muy aproximado.

La tabla 8.2 muestra una vista comparativa para los valores dados anteriormente, en donde se puede apreciar el valor de los cálculos teóricos y su justificación.

a =10

THDI

FP

VCD

VRMS

calculado

41.72 %

0.9194

107.4

120.14

simulado

41.17 %

0.9208

102.569

116.831

Tabla 8.2: Valores comparativos para a =10

8.1.3.2 Simulación para a =170 grados

Para este nuevo ángulo de disparo, el tiristor T1 debe de encenderse a un ángulo de 170 grados, correspondiente a 7.871ms, en tanto T2, que debe conmutar a 350 grados o 16.204ms.

En la figura 8.6 se dibuja una gráfica obtenida en la simulación para el ángulo de disparo de 170 grados. Se puede notar que los SCR están activándose aproximadamente a los 170 grados de su respectivo semiciclo de operación de 180 grados.

Figura 8.6: Forma de onda en RL para a =170 grados

En la figura 8.7 aparece el valor promedio para el voltaje de salida de este circuito. Como puede notarse, el valor promedio de la simulación es de aproximadamente 543 mVCD, que coincide con lo esperado teóricamente. Para este caso, el simulador soportó valores de inductancia hasta de 40mH, lo que ya es bastante grande.

Figura 8.7: Voltaje promedio del voltaje de salida, 170 grados

En la figura 8.8 se muestra el resultado de la simulación para el valor RMS. Como puede verse, el valor obtenido en la simulación es de 3.3 Vrms, que se aproxima al valor esperado de 4 Vrms en los cálculos.

Figura 8.8: Valor RMS del voltaje de salida, 170 grados

En cuanto al análisis de la distorsión armónica, el listado que produce PSPICE en su archivo de salida, arrojó los siguientes datos:

HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED PHASE NORMALIZED

NO (HZ) COMPONENT COMPONENT (DEG) PHASE (DEG)

1 6.000E+01 6.805E-03 1.000E+00 -8.431E+01 0.000E+00

2 1.200E+02 8.540E-04 1.255E-01 9.223E+01 1.765E+02.

.

TOTAL HARMONIC DISTORTION = 3.100814E+02 PERCENT

Como puede apreciarse, la distorsión armónica resultó del 310 %, contra la distorsión esperada del 283.38 %.

En cuanto a la fase, se ve un ángulo de –84.31 grados, que arroja un factor de potencia dado por:

Según la tabla 8.1, el FP calculado es de 0.0290, por lo que también es aproximado.

La tabla 8.3 muestra una vista comparativa para los valores dados anteriormente, en donde se puede apreciar el valor de los cálculos teóricos y su justificación.

a =170

THDI

FP

VCD

VRMS

calculado

283.3 %

0.0290

0.8221

4.025

simulado

310 %

0.0304

0.543

3.00

Tabla 8.3: Valores comparativos para a =170

8.2 Material y equipo

2 CI TL084

2 Opto acopladores MOC3011

2 Diodos 1N4148

5 Capacitores de 0.1µF

2 Resistencias de 15 ohms 1W

5 Resistencias de 1k ½ W

1 Transistor 2N3904

1 Potenciómetro de 100k

2 SCR’s C106D

2 Resistencias de 330 ohms ½ W

1 Transformador 1:1 de aislamiento

1 Transformador de bajada 120 / 6V, 1A con derivación central

1 Fusible de 250V 2.5A

1 Foco de 100W

4 Diodos 1N4007

8.3 Montaje del circuito

Como puede verse en la figura 8.9, el circuito es el mismo que en la práctica 7, con la diferencia de que se tienen dos opto acopladores controlados por dos comparadores a la salida del circuito de disparo lineal. Cada opto acoplador controla un SCR del semiconvertidor, durante su ciclo respectivo de activación.

El diodo que se coloca en serie con el opto acoplador y la compuerta sirve para impedir que exista flujo de corriente durante el semiciclo en el que no debe conducir el dispositivo.

En el diagrama se muestra el SCR 2N1595, pero sus parámetros se modificaron para un C106D, como se muestra en la primera parte del reporte.

Figura 8.9: Circuito de disparo lineal para un semiconvertidor controlado.

El transformador T1 representado en el esquema por una fuente de voltaje controlada por voltaje sirve para reducir el voltaje de línea a 5Vp. El transformador, en realidad, a pesar de ser de 3Vrms de salida, según la leyenda del mismo, presentaba un valor de voltaje pico real de 4.8Vp. En nuestra simulación se ha decidido colocar de 5Vp, puesto que su magnitud no tiene mayor relevancia en tanto solo interesan los cruces por cero de la señal de referencia que proviene de dicho transformador.

El voltaje de control Ec en la práctica consistió en un divisor de tensión acoplado por un seguidor. Los optoacopladores representados aquí son del tipo con fototransistor, pero en la realidad se usó el MOC3011, sin embargo, debido a las condiciones de polaridad impuestas y dado que no existe el MOC3011 en las librerías de PSPICE, su pudieron sustituir, con buena respuesta, por los optoacopladores indicados en la figura, para efectos de la simulación. No se muestra tampoco el transformador de aislamiento. Por lo demás, el circuito real que se armó corresponde al diagrama 8.9.

Una vez armado, se realizó la medición del voltaje de corriente directa, para demostrar la relación no lineal que para el circuito de la figura está dado por:

Ec

Vcd

0

117.2

0.27

117.1

0.53

116.8

0.64

116.5

0.84

115.8

1

114.2

2

108.6

3

97.7

4

85.5

5

69.4

6

53.0

7

39.0

8

24.7

9

14.0

10

6.5

10.37

2.8

10.5

2.5

10.7

1.7

10.8

1.0

11

0.8

Tabla 8.4: Medición del voltaje de corriente directa.

A partir de la tabla 8.4, se obtuvo el factor de correlación lineal, que para este caso es de 0.996. Según este valor, el voltaje de corriente directa depende casi linealmente del voltaje de control Ec. Sin embargo, si se observa la figura 8.10, puede apreciarse que la curva toma una forma no lineal, que puede ser linealizada por partes, pero que es fundamentalmente cosenoidal.

En la gráfica 8.10 se muestra la relación Vcd vs Ec, para todos los valores enteros de Ec de la tabla 8.4. La línea punteada Vcdr(Ec), corresponde a la referencia para el factor de correlación, que según la calculadora, dicha recta está dada por:

Figura 8.10: El voltaje de referencia y el voltaje real de corriente directa.

Puede apreciarse en la gráfica 8.10, realizada con el programa MathCad V7.0 Pro, que la forma real del voltaje de corriente directa medido (marcado con círculos) no tiene una forma lineal, a pesar de que su factor de correlación es muy cercano a 1.

8.4 Simulación del circuito

Para la simulación del circuito se usó el circuito que aparece en el diagrama 8.9. Se dibujan dos gráficas para ver las formas de onda del disparo en la carga: una corresponde a un voltaje de control de 5V, y otra a un voltaje de 10V.

Figura 8.11: Formas de onda del disparo a 5V

Figura 8.12: Voltaje promedio para el disparo a 5V.

Figura 8.13: Formas de onda para el disparo a 10V.

Figura 8.14: Voltaje promedio para el disparo a 10V.

En la figura 8.11 se aprecia la forma del disparo a 5V. Puede verse la rampa y el voltaje de referencia, y como el disparo ocurre justo en el cruce de estas dos señales.

En la figura 8.12 se encuentra representado el voltaje promedio para el disparo a 5V, obteniéndose un voltaje de 62.9V. En la práctica, este voltaje fue de 69.4V.

De igual forma, el la figura 8.13 se aprecia el disparo cuando la señal de control está en 10V, obteniéndose un voltaje de directa de 1.27V, cuando en la práctica se obtuvieron 6.5V.

La diferencia de unos cuantos volts en ambas gráficas con respecto a las mediciones realizadas es justificable y no es crítica, en tanto existen variaciones en la calibración de la rampa, en el valor del voltaje de línea, etc. Sin embargo puede verse que en ambos casos la desviación es más o menos uniforme y del mismo signo.

8.5 Conclusion

El disparo lineal aplicado a un semiconvertidor es capaz de proporcionar relaciones VCD vs EC muy cercanas a la unidad en su factor de correlación lineal, aún cuando la forma real de la relación no es lineal, sino cosenoidal, por lo que puede usarse confiablemente en circuitos de disparo en donde la señal de control es un voltaje de corriente directa.

PRÁCTICA 9: DISPARO POR CRUCE DE COSENO

9.1 Marco Teórico

El circuito de disparo lineal visto en la práctica anterior proporcionaba una señal de corriente directa no lineal con relación al voltaje de control, a pesar de que su factor de correlación lineal era muy cercano a la unidad.

En esta práctica se analiza un circuito que proporciona una relación completamente lineal del voltaje de salida del semiconvertidor con el voltaje de control. Este circuito recibe el nombre de "circuito de disparo por cruce de coseno", y su diagrama a bloques puede representarse mediante la figura 9.1.

Para ver el gráfico seleccione la opción "Descargar" 

Figura 9.1: Diagrama a bloques del circuito de disparo por cruce de coseno

El principio de funcionamiento consiste en monitorear la señal de entrada mediante un transformador reductor, para obtener una muestra de la fase apropiada.

Esta señal de muestra del senoide de entrada:

.......................(1)

se deriva para obtener una función coseno. En este momento tenemos, a la salida del defasador:

.......................(2)

En donde Vm es la magnitud de la señal de entrada y Vp es la magnitud de la señal de salida del transformador reductor.

Si la señal de la ecuación (2) se invierte y luego ambas, la señal "positiva" y "negativa" se acondicionan para que tengan un offset de voltaje de directa de la misma magnitud de la señal de salida del transformador, de tal forma que la salida resultante esté por encima del nivel de tierra, se formarán las señales:

.................(3)

y ............(4)

Y además si la señal de control Ec se hace variar solamente en el intervalo definido por 0<Ec<Vp, de tal forma que se asegure que mediante un circuito de comparación adecuado siempre exista una intersección de estas dos señales y Ec, entonces se puede definir tal intersección mediante:

para la ecuación (3) y,

para la ecuación (4)

De tal forma que si tomamos como base solo la ecuación (3), se tiene que si wt=a , que es el ángulo de activación de los optoacopladores, entonces se tiene que la relación de este con Ec está dada por:

.......................(5)

Si los aopoacopladores definen a su vez el disparo de los SCR’s, y recordamos que la ecuación que define el valor promedio de la señal de salida del semiconvertidor es:

.........................(6)

Y sustituimos el valor de a que se obtuvo en la ecuación 5 en la ecuación 6, entonces se tiene que la magnitud del voltaje promedio a la salida del semiconvertidor estará dado por la relación lineal:

...................................(7)

De esta forma podemos concluir que un circuito capaz de obtener las señales requeridas y detectar el cruce del coseno que tiene referencia a la fase de la señal de entrada, proporciona una relación completamente lineal del voltaje de salida de un rectificador semicontrolado de onda completa y una señal de control en tensión.

9.2 Material y equipo

2 CI TL084

2 Opto acopladores MOC3011

1 Capacitor de 0.1µF

1 Potenciómetro de 100k

2 SCR’s C106D

2 Resistencias de 330 ohms ½ W

1 Transformador 1:1 de aislamiento

1 Transformador de bajada 120 / 6V, 1A con derivación central

1 Fusible de 250V 2.5A

1 Foco de 100W

4 Diodos 1N4007

Resistencias y presets de varios valores

9.3 Desarrollo del diseño

Si seguimos los principios establecidos en la sección 9.1, podemos diseñar el circuito por sus etapas, según el diagrama a bloques de la figura 9.1.

9.3.1 El defasador: filtro pasatodas de primer orden en adelanto.

La señal de línea se monitoreo mediante un transformador reductor, cuya salida de voltaje pico en su derivación central fue de 4.77V. Esta señal, que constituye la señal de muestra, se hizo pasar por un circuito defasador en adelanto como el que se dibuja en la figura 9.2.

Figura 9.2: Defasador en adelanto.

Esta señal proporciona un voltaje de salida de la misma magnitud del voltaje de entrada, pero con un defasamiento de 90º. Este ángulo es el mismo defasamiento que existe entre las funciones seno y coseno.

Para calcular el valor de los componentes se toma como referencia la función de transferencia del circuito, dada por:

En donde f está dado por la ecuación:

De esta forma, si se propone un valor de C=0.1µF, y se sabe que las resistencia R1 y R2 deben ser iguales, así como la frecuencia de operación es de 60Hz, entonces se tiene que el valor de la resistencia R3 es:

De cualquier manera, esta resistencia deberá ser ajustable para realizar calibraciones, en caso de que sea necesario.

9.3.2 Sumadores, comparadores, optoacopladores y semiconvertidor.

Las etapas siguientes se pueden obtener fácilmente del diagrama a bloques de la figura 9.1, de donde se sabe que se necesitan:

  • Dos sumadores, uno inversor y un no inversor. La señal de entrada de ambos sumadores es la salida del defasador, y la señal que se suma a ambos es Vp, de tal forma que eleven la señal por encima del nivel de tierra.
  • Dos comparadores, uno para cada sumador, en donde la señal de referencia es el voltaje de control Ec, que se aplicó en la práctica como un divisor de tensión variable acoplado con un seguirdor.
  • Dos optoacopladores, uno para cada comparador, de tal manera que se activen en el semiciclo de la señal de entrada definido por el comparador respectivo a dicho semiciclo.
  • Ambos comparadores deberán contar con un diodo en serie con la compuerta, de tal forma que los SCR’s del semiconvertidor solo reciban exitación de compuerta en un solo semiciclo de la señal de alimentación de potencia.
  • La carga del semiconvertidor es una carga resistiva (foco de 100W), con una resistencia equivalente de 160ohms.

9.4 Montaje final del circuito (figura 9.3)

9.5 Cálculos teóricos y mediciones para distintas condiciones de disparo

Utilizando las expresiones vistas en la práctica presente y en la anterior, para relacionar el comportamiento del circuito de disparo por cruce de coseno y el semiconvertidor, se obtuvo la siguiente tabla, que relaciona además los cálculos teóricos y las mediciones realizadas una vez armado el circuito de la figura 9.3.

Debe mencionarse en este punto que existen ciertas diferencias del circuito presentado en la figura 9.3 y el circuito real del montaje. En primer lugar, el transformador T1 se representa en el diagrama por una fuente de tensión controlada por tensión. En segundo, los optoacopladores usados tienen la matrícula MOC3011, si embargo, dado que no existen en las librerías de PSPICE optoacopladores con esa matrícula y de ese tipo, se sustituyeron por los MOC1006, que para las características de polarización funcionan adecuadamente. Además, el voltaje de control Ec y el voltaje Vp se representan como una fuente de tensión, cuando en la práctica se constituían por divisores de tensión acoplados por seguidores.

Valores calculados

Valores medidos

Ec

a

Vcd

Vrms’

Vrms

fp

Vcd

Vrms’

Vrms

fp

0

180

0

0

0

0.0

1.0

0

1.0

0.0

1

142.21

12.34

28.32

30.89

0.205

14.7

29.0

32.51

0.01

2

125.5

24.69

44.69

51.06

0.343

24

42.3

48.63

0.27

3

117.78

37.04

56.89

67.84

0.459

35

53.3

63.76

0.5

4

99.28

49.38

66.08

82.49

0.563

49

63.8

80.44

0.66

5

87.24

61.73

72.61

95.29

0.657

61

71.0

93.61

0.76

6

75.06

74.07

76.47

106.46

0.741

73

74.0

103.95

0.85

7

62.13

86.42

78.08

116.00

0.816

84

75.0

112.61

0.91

8

47.38

98.76

74.62

123.78

0.879

96.5

72.4

120.64

0.95

9

27.53

111.11

66.20

129.34

0.922

108

63.8

125.44

0.96

9.54

0.0

117.77

56.93

130.82

0.900

113

57.7

126.88

0.96

Gráfica 9.1: Tabla comparativa de valores teóricos y prácticos

A partir de la tabla 9.1 se puede obtener el factor de correlación lineal de Vcd vs Ec, que para este caso equivale a 0.9996, siendo la recta de referencia la que está descrita por la ecuación:

El factor de correlación para este tipo de disparo fue aún más cercano a la unidad, y además su curva de transferencia es casi una línea recta, como puede apreciarse en la figura 9.4, en donde se puede ver además la recta de referencia y la semejanza entre ambas funciones de transferencia.

Figura 9.4: Voltaje promedio teórico y medido

En la figura 9.4 la línea punteada es la recta de referencia, en tanto que los bastones representan los valores medidos para el voltaje promedio de la tabla 9.1.

9.6 Simulación del circuito

El diagrama de la figura 9.3 se usó para la simulación en SPICE del circuito completo de disparo por cruce de coseno.

Se representan a continuación las principales formas de onda del circuito, como por ejemplo la figura 9.5, en donde se muestra la entrada al defasador, y su salida, ambos en la parte superior, y en la parte inferior de la misma gráfica se encuentran las señales negativa y positiva de la señal cosenoidal.

En la figura 9.6 se encuentran las formas de onda en la salida de los comparadores y en la carga, para un disparo a 0V. En cuanto a la gráfica 9.7, esta presenta la aproximación del voltaje promedio en la carga para esta condición de disparo, siendo este valor de 24mV, cuando debería haber 0V. Esta pequeña diferencia de debe a que en los primeros semiciclos el voltaje tiende a ser mayor a cero.

Figura 9.5: Principales señales del circuito de disparo por cruce de coseno

Figura 9.6: Forma de onda en la carga para disparo a 0V

Figura 9.7 : Voltaje promedio para el disparo a 0V

Figura 9.8: Formas de onda para el disparo a 5V

Figura 9.9: Voltaje promedio para el disparo a 5V

Figura 9.10: Formas de onda para el disparo a 9.54V

Figura 9.11: Voltaje promedio para el disparo a 9.54V

Se muestran en las figuras anteriores dos condiciones más de disparo: disparo a 5V, en donde el voltaje promedio es 58.2V, cuando se esperaban 61.7V, y disparo a 9.54V, en donde el ángulo de disparo es cero y la tensión promedio es 112V, cuando se esperaban 113V.

9.7 Conclusiones

El circuito de disparo por cruce de coseno permite linealizar la relación del voltaje promedio de salida e un semiconvertidor accionado por este circuito y una señal de control de voltaje.

La función de transferencia del voltaje de directa con respecto al voltaje de control tiene un factor de correlación más cercano a la unidad que el circuito de disparo lineal, por lo que es más recomendable su uso cuando se usarán sus señales para proporcionar los pulsos de disparo de un convertidor semicontrolado.

FUENTES CONSULTADAS

Rashid, Muhammad (1993). Power Electronics: circuits, devices and applications (2ª ed.). Prentice Hall.

Granda, Everardo (2000). Simulación de circuitos electrónicos de potencia con PSPICE V 6.0 PROR. Manuscrito no publicado.

Granda, Everardo (2002). Simulación de un convertidor completo controlado. Documento en WordR no publicado.

 

 

 

EVERARDO EFRÉN GRANDA GUTIÉRREZ


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