Osciladores

2. Marco
   teórico
3. Prácticas
4. Conclusión
5. Referencias
   documentales

INTRODUCCIÓN

En concordancia con los reglamentos de evaluación
del rendimiento estudiantil de los colegios universitarios en sus
artículos 28 y 29, se presenta este trabajo especial para
la recuperación del índice académico (
R.I.A. ) que constituye un requisito para pasar las fronteras y
alcanzar una de las anheladas metas del transcurrir de los
individuos por estas dimensiones, exponiendo de este modo en
estos trabajos las técnicas y
métodos
adquiridos durante el proceso de
aprendizaje y
enseñanza de la carrera en si.

Sobre el tema desarrollado hemos tratado de ahondar cada
uno de los aspectos desde sus atribuciones mas sencillas hasta
las mas complejas, sus diversas aplicaciones desde sus
orígenes hasta sus actuales desempeños, teniendo en
cuenta que a la hora de culminar el presente trabajo el mundo de
la tecnología sigue avanzando minuto a minuto
detrás del pensamiento
humano y este tema sin duda alguna no es la excepción
puesto que sus funciones se
adaptan a los extensos campos de la tecnología de hoy. Y
es que estamos describiendo el apasionante mundo de los
osciladores.

CAPITULO I

MARCO TEORICO

1.1 Teoría
de los Osciladores Sinusoidales

Para construir un oscilador sinusoidal necesitamos
emplear un amplificador con realimentación positiva. La
idea es utilizar la señal de realimentación en
lugar de la señal habitual de entrada del amplificador. Si
la señal de realimentación es lo suficientemente
grande y tiene la fase correcta, habrá una señal de
salida, incluso cuando no exista una señal de entrada
externa. En otras palabras, un oscilador es un amplificador
modificado por la realimentación positiva para
proporcionar su propia señal de mirada.

1.2 Tensión de Arranque

¿De dónde surge la tensión de
arranque de un oscilador? Toda la resistencia
contiene algosos electrones libres. Debido a la temperatura
ambiente,
éstos se mueven al azar en direcciones diferentes y
generan una tensión de ruido en la
resistencia. El movimiento es
tan aleatorio que contiene frecuencias por encima de los 1.000
GHz. Podemos considerar cada resistencia como un generador de
pequeña señal que produce todas las
frecuencias

Cuando encendemos la fuente de alimentación, las
únicas señales en el sistema son las
tensiones de ruido generadas por las resistencias.
Éstas son amplificadas y aparecen en los terminales de
salida. El ruido amplificado excita el circuito resonante de
realimentación. En un diseño
podemos hacer el desplazamiento de fase a través del lazo
igual a 0 grados a la frecuencia de resonancia. Por encima y por
debajo de ésta, el desplazamiento de fase tiene un
valor
diferente de 0 grados. De esta manera se tienen oscilaciones en
una sola frecuencia, la frecuencia de resonancia del circuito de
realimentación.

1.3 El Oscilador en Puente de Wien

El oscilador en puente de Wien es un circuito oscilador
típico tanto para pequeñas frecuencias como para
frecuencias moderadas, en el rango de 5 Hz a 1 MHz. Se usa casi
siempre en los generadores de audio comerciales y también
se prefiere, generalmente, en otras aplicaciones de
pequeñas frecuencias.

1.4 Circuito de retardo

Utilizando números complejos, la ganancia de
tensión del circuito de desacoplo de la Figura #1,
resulta:

=

Esta ecuación da lagar a ana magnitud cuyo modula
es:

=

y el ángulo de fase, Ф=arctan donde Ф
es el бngulo de fase entre la salida y la
entrada.

Ha de tenerse en cuenta el signo menos en la
ecuación de la fase. Significa que la tensión de
salida está atrasada con respecto a la de entrada, como se
ve en la Figura #1. Debido a ello, a un circuito de desacoplo se
le llama también circuito de retardo. En tu Figura #1 el
semicírculo muestra las
posiciones posibles del fasor de la tensión de salida.
Este hecho implico que el fasor de salida puede atrasar la
tensión de entrada en un ángulo comprendido entre O
grado y -90 grado.

1.5 Circuito de adelanto

En tu Figura #2 se observa un circuito de acoplo.
Utilizando números complejos, la ganancia de
tensión en este circuito resulto ser:

=

Y un ángulo, de fase Ф =
arctan . Donde
Ф es el бngulo de fase entre la salida y la
entrada.

Observe que el ángulo de fase es positivo, por lo
que la tensión de salida está adelantada con
respecto a la tensión de entrada, como se pande apreciar
en la Figura #3. Debido a este hecho, a un circuito de acoplo
también se le llama circuito de adelanto. En la Figura #3,
el semicírculo muestra las posiciones posibles del fasor
de la tensión de salida, lo que implica que el fasor de la
salida pueda adelantar la tensión de entrada en
ángulo comprendido entre 0 y 90 grados.

Los circuitos de
acoplo y desacoplo constituyen ejemplos de circuitos con
desplazamientos de fase. Estos circuitos desplazan la fase de la
señal de salida ya sea positivamente (adelanto) o
negativamente (retardo) con respecto a la señal de
entrada, Los osciladores sinusoidales siempre utilizan
algún tipo de circuito con desplazamiento de fase para
producir oscilación u una frecuencia.

1.6 Circuito de retardo – adelanto

El oscilador en puente de Wien utiliza un circuito de
realimentación que se denomina circuito de
retardo-adelantado (Fig. #3). A muy bajas frecuencias, el
condensador en serie se comporto como un circuito abierto y no
hay señal de salida. A muy altas frecuencias, el
condensador en paralelo se comporta como un cortocircuito, y no
hay salida. Entre estos extremos, la tensión de salida del
circuito de retardo-adelanto alcanza un valor máximo (Fig.
#3b). La frecuencia donde la salida es máxima se llama
frecuencia de resonancia. A esta frecuencia, la fracción
de realimentación alcanza un valor máximo de
.

En la Figura #3c se observa el ángulo de la
tensión de salida con respecto a la de entrada. A muy
bajas frecuencias la fase es positiva (adelanta), pero a muy
altas frecuencias la fase es negativa (retardo). En la zona media
hay una frecuencia de resonancia f, donde el desplazamiento de
fase es de 0 grados. En la Figura #3d se presenta el diagrama
fasorial de las tensiones de entrada y de salida. El extremo del
fasor puede estar en cualquier lugar del círculo punteado.
En consecuencia, la fase puede fluctuar entre +90 y -90
grados.

El circulo de retardo-adelanta de la Figura #3a
actúa como un circuito resonante. A la frecuencia de
resonancia f, a fracción de realimentación alcanza
en valor máxima de y el ángulo de fase es igual a 0 grados. Por
debajo y par encima de la frecuencia de resonancia, la
fracción de realimentación es menor de y el ángulo
dé fase ya no es igual a 0 grados.

1.7 Forma de funcionamiento

La Figura #4a muestra un oscilador en puente de Wien.
Utiliza realimentando positiva y negativa al existir dos
trayectorias de realimentación. Hay una trayectoria de
realimentación positiva desde su salida, a través
del circuito de retardo-adelanto hasta la entrada no inversora.
También hay una trayectoria para la realimentación
negativa desde la salida, a través del divisor de
tensión hasta la entrada inversora.

Al inicio hay mas realimentación positiva que
negativa. Este hecho contribuye a que las oscilaciones se
incrementen cuando la fuente de alimentación se enciende.
Después de que la señal de salida alcanza el nivel
deseado, su realimentación negativa reduce la ganancia en
lazo a 1. ¿Cómo sucede esto? En el instante de
encendido, la lámpara de tusgsteno tiene una resistencia
baja y la realimentación negativa es pequeña. Por
esta razón, la ganancia en lazo es mayor que 1 y las
oscilaciones pueden incrementarse hasta la frecuencia de
resonancia. A medida que las oscilaciones se incrementan, la
lámpara de tusgsteno se calienta ligeramente y su
resistencia aumenta. En la mayoría de los circuitos, la
corriente a través de la lámpara no es suficiente
para hacer que se ponga incandescente, pero si para incrementar
su resistencia. Para un determinado nivel de la tensión de
salida, la lámpara de tungsteno tiene una resistencia
exactamente de R. En este pauto, la ganancia de tensión en
lazo cerrado desde la entrada no inversora a la salida disminuye
a

Alc = + + 1
= + 1 =
3

Como el circuito de adelanto-retardo tiene una B de
, la ganancia en
lazo es:
A lc B= 3(1/3) = 1

La ganancia de tensión en lazo cerrado desde la
entrada no inversora hasta la salida es mayor que 3 cuando la
alimentación se enciende. Debido a esto, A lc B es mayor
que 1 inicialmente. A medida que las oscilaciones se incrementen,
el valor de pico a pico de la salida se hará lo
suficientemente grande como para incrementar la resistencia de la
lámpara de tungsteno. Cuando su resistencia es igual a R,
la ganancia en lazo A lc B es exactamente igual a 1: En este
punto, las oscilaciones se hacen estables y la tensión de
salida tiene un valor pico a pico constante.

1.8 Condiciones Iniciales

En el momento de encendido, la tensión de salida
es nula y la resistencia de la lámpara de tungsteno es
menor que R, como se ve en la Figura #4b. Cuando la
tensión de salida se incrementa, la resistencia de la
lámpara aumenta como se observa en la gráfica. Para
una tensión y V tiene una resistencia de R. Este dato
significa que A lc tiene un valor de 3 y la ganancia de lazo se
hace 1. Cuando esto sucede, la amplitud de la salida se
estabiliza y permanece constante.

1.9 Amplificador con desplazamiento de
fase

El desplazamiento de fase alrededor del lazo tiene que
ser de 0 grados, de otra manera, el circuito no oscilará.
En un oscilador en puente de Wien, el desplazamiento de fase del
circuito de adelanto-retardo es igual a 0 grados cuando el
oscilador tiene una frecuencia de:

1

Fr= ———-

2ttRC

Por eIlo, podemos ajustar la frecuencia variando el
valor de R o de C, lo que se supone que el desplazamiento de fase
es muy pequeño, idealmente 0 grados, Dicho de otra forma,
el amplificador debe tener una frecuencia de corte muy por encima
de la frecuencia de resonancia. Así, el amplificador no
introduce un desplazamiento de fase adicional. Si el amplificador
introdujera un desplazamiento de fase, la simple fórmala
f, = l/ (2ttRC) deberá tomarse como una
aproximación.

1.10 Filtro de ranura

La Figura #5 muestra otra manera de dibujar el oscilador
en puente de Wien. El circuito de retardo-adelanto es el lazo
izquierdo de un puente, y el divisor de tensión el lado
derecho. Este puente, llamado puente Wien, se usa en otras
aplicaciones además de en los osciladores. La
tensión de error es la salida del puente. Cuando el puente
está ajustado, la tensión de error es
aproximadamente nula.

1.11 Otros osciladores RC

Aunque el oscilador en puente de Wien es el más
habitual para frecuencias inferiores a 1 MHz, ocasionalmente se
verán osciladores RC diferentes. Este apartado estudia
otros dos diseños básicos, llamados
oscilador

En doble T y oscilador de desplazamiento de
fase.

1.12 Oscilador en doble T

La Figura #6, es un filtro en doble T. Un análisis matemático de este circuito
indica que actúa como un circuito de retardo-adelanta, con
un desfase como el que se ve en la Figura #6b. También en
esta casa hay una frecuencia f, en la cual el desplazamiento de
fase es igual a 0 grado. La Figura #6c muestra que la ganancia de
tensión es igual a 1 para frecuencias bajas y altas. En
zona media hay una frecuencia f, en la que la ganancia de
tensión es prácticamente cero (del orden de
0,0011), El filtro en doble T es otro ejemplo de filtro de ranura
porque puede cortar o bloquear las frecuencias cercanas a f. La
frecuencia de resonancia del filtro está dada por la
conocida ecuación:

fr =

La Figura #7 muestra un oscilador en doble T. La
realimentación positiva se realiza a través del
divisor de tensión a la entrada no inversora. La
realimentación negativa se llena a cabo a través
del filtro en doble T. Cuando inicialmente se conecto la
alimentación, la resistencia de la lámpara R1 es
pequeña y la realimentación positiva es
máxima. A medida que las oscilaciones se incrementan,
aumenta la resistencia de la lámpara y la
realimentación positiva disminuye. Según va
decreciendo la realimentación, las oscilaciones se nivelan
y se hacen constantes. De esta manera, la lámpara
estabiliza el nivel de la tensión de salida.

En el filtro en doble T la resistencia R/2 es variable.
Es necesario que sea así, ya que el circuito oscilo u una
frecuencia ligeramente diferente de la frecuencia de resonancia
teórica de la Ecuación (#3). Para asegurarse de que
la frecuencia de oscilación sea muy cercana a la
frecuencia del filtro de ranura, el divisor de tensión
debe tener una R1, mucho mayor que R2. A manera de guía,
R1/R2 está en el intervalo de 10 a 1.000, lo que obliga al
oscilador a funcionar a una frecuencia cercana a la del
filtro.

Aunque de cuando en cuando se utiliza, el oscilador en
doble T no es un circuito muy popular porque trabaja muy bien
sólo a una frecuencia, es decir, no se puede ajustar
fácilmente en un intervalo grande de frecuencias, como se
puede hacer con el oscilador en puente de Wien.

1.13 Oscilador de desplazamiento de
fase

La Figura #8A es un oscilador de desplazamiento de fase,
con tres circuitos de adelanto en el camino de
realimentación. Como recordara, un circuito de adelanto
produce un desplazamiento de fase entre 0’ y 90’,
dependiendo de lo frecuencia. Por consiguiente, en alguna
frecuencia el desplazamiento de fase total de los tres circuitos
de adelanto es igual a 180’ (aproximadamente 60’ cada
uno de ellos). El amplificador tiene un desplazamiento de fase
adicional de 180’ debido a que la señal carita la 4
entrada inversora. Así pues, el desplazamiento de fase
alrededor del lazo será de 360’, equivalente a
0’. Si AB es mayor que 1 en esta frecuencia
particular, se pueden originar oscilaciones.

La Figura #8b muestra un diseño alternativo.
Emplea tres circuitos de retardo. El funcionamiento es similar.
El amplificador produce 180’ de desplazamiento de fase y
los circuitos de retardo contribuyen con otros 180’ a una
determinada frecuencia. Si AB es mayor que 1 en esta
frecuencia, puede haber oscilaciones.

El oscilador de desplazamiento de fase no es un circuito
popular. De nuevo, el problema principal es que no se puede
ajustar fácilmente en un rango amplio de frecuencias. La
razón de introducirlo está en que se puede
construir accidentalmente un oscilador de desplazamiento de fase
cuando se intento hacer un amplificador.

1.14 El Oscilador Colpitts

Aunque es excelente a frecuencias bajas, el oscilador en
puente de Wien no es adecuado cuando funciona a frecuencias altas
(por encima 1 MHZ). El principal problema es el desplazamiento de
fase a través del amplificador. Este desplazamientos se
suma al ocasionado por el circuito de retardo-adelanto y hace que
la resonancia se produzca muy lejos de la frecuencia de
resonancia teórica, Una alternativa es un oscilador LC, un
circuito que se puede usar para frecuencia entre 1 y 500 MHz. Et
intervalo de las frecuencias está muy alejada de la
frecuencia típica de mayoría de los amplificadores
operacionales, por lo que generalmente utiliza como amplificador
un transistor
bipolar o un FET.

Con un amplificador y un circuito tanque LC. podemos
realimentar una señal con la amplitud y fase adecuadas
para mantener las oscilaciones. El análisis y el
diseño de los osciladores de alta frecuencia es
complicado. ¿Por qué? Debido a las altas
frecuencias, las capacidades parásitas y las inductancias
de los terminales de conexión son muy importantes al
determinar la frecuencia de oscilación, la fracción
de realimentación, potencia de
salida y otras características propias de la corriente
alterna. Por ello, la mayoría de las personas utiliza
aproximaciones para un diseño inicial y ajusta la construcción del oscilador tanto como sea
necesario para obtener el comportamiento
deseado.

1.15 Oscilador Colpltts con FET

La Figura #9 es un ejemplo de un oscilador Colpitss con
FET, en el cual la señal de realimentación se
aplica a la puerta. Puesto que la puerta tiene una resistencia de
entrada grande, el efecto sobre el circuito tanque es mucho menor
que con un transistor bipolar. En otras palabras, la
aproximación C = , es más exacta con un FET porque la
impedancia vista en la puerta es mayor. La condición de
arranque para este oscilador con FET es A >

En un oscilador con FET, la ganancia de tensión
en baja frecuencia gmrd. Por encima de la frecuencia de corte del
amplificador con FET, la ganancia de tensión disminuye. En
la Ecuación A > , A es la ganancia la frecuencia de
oscilación. En general, trate de conservar la frecuencia
de oscilación menor que la frecuencia de corto del
amplificador con FET. Si no fuese así, el desplazamiento
de fase adicional a través del amplificador puede evitar
que el oscilador arranque.

1.16 El oscilador Armstrong

La Figura #10a es un ejemplo de oscilador Armstrong. En
este circuito el colector excita un circuito tanque resonante LC.
La señal de realimentación se toma de un devanado
secundario pequeño y se lleva a la base. Hay un
desplazamiento de fase de 180’ en el transformador, lo que
significa que el desplazamiento de fase alrededor del lazo es
cero. Ignorando el efecto de carga de la base, la fracción
de realimentación es B = . Donde M es la inductancia mutua y L es la
inductancia del primario. Para que el oscilador Armslrong
arranque, la ganancia de tensión debe ser mayor que
1/B.

Un oscilador Armstrong utiliza un transformador de
acoplo para realimentar la señal. Esta es la manera de
reconocer variaciones de este circuito básico. Al devanado
del secundario algunas veces se le conoce como Bobina de
compensación, pues realimenta la señal que mantiene
las oscilaciones. La frecuencia de resonancia está dada
por la ecuación fr = , empleando la L y C mostradas en la figura #10a. En
general, no se considera de mucha utilidad el
oscilador Armstrong, debido a que la mayoría de los
diseñadores evitan en lo posible los transformadores.

1.17 El oscilador Hartley

La figura #10b es un ejemplo de un oscilador Hartley.
Cuando el circuito tanque LC está resonando, la corriente
circula a través de L1 en serie con L2. Así, la L
equivalente que se usa en la ecuación fr = es L = L1 + L2

En un oscilador Hartley, la tensión de
realimentación se genera mediante el divisor de
tensón inductivo, formado por L1 y por L2. Puesto que la
tensión de salida aparece en bornas de L1 y la
tensión de realimentación en bornas de L2, la
fracción de realimentación es B = .

Como es usual, esta ecuación ignora los efectos
de carga de la base. Para que las oscilaciones comiencen, la
ganancia de tensión debe ser mayor que 1/B.

Frecuentemente, un oscilador Hartley utiliza una sola
bobina con toma intermedia en lugar de dos bobinas separadas.
Otra versión envía la señal de
realimentación al emisor en lugar de a la base. Asimismo,
se puede emplear un FET en lugar de un transistor bipolar. La
señal de salida puede ser con acoplamiento capacitivo o
acoplamiento electromagnético.

1.18 El oscilador Clapp

El oscilador Clapp de la Figura #10c es un oscilador
Colpitts depurado. El divisor capacitivo de tensión
produce la señal de realimentación como antes. Un
condensador adicional de pequeño valor C3 está en
serie con la bobina. Como la corriente del circuito tanque
circula a través de C1, C2 y C3 en serie, la capacidad
equivalente que se usa para calcular la frecuencia de resonancia
es C =

En un oscilador Ctapp, C3 es mucho menor que C1 y C2,
Por ello, C es aproximadamente igual a C3 y la frecuencia de
resonancia viene dada por fr =

¿Por qué es importante esto? Debido a que
C1 y C2 están en paralelo con el transistor y las
capacidades parásitas. Estas últimas alteran
los valores de
C1 y C, ligeramente. En un oscilador Colpitts, la frecuencia de
resonancia depende, por ello, del transistor y de las capacidades
parásitas. Pero en un oscilador Clapp, el transistor y las
capacidades parásitas no tienen efecto sobre C3,
así que la frecuencia de oscilación es más
estable y exacta. Por eso, ocasionalmente el lector
encontrará que se usa el oscilador Clapp en lugar del
oscilador Colpitts.

1.19 El oscilador de cristal

Cuando son importantes la exactitud y estabilidad de la
frecuencia de oscilación, se utiliza un oscilador ile
cristal de cuarzo. En la Figura 22-16d, la señal de
realimentación se toma de un condensador. El cristal
(abreviado XTAL) actúa como una bobina grande en serie con
un pequeño condensador (similar al Clapp). Por tal motivo,
la frecuencia de resonancia casi no es afectada por el transistor
y las capacidades parásitas.

1.20 Cristales de Cuarzo

Algunos cristales encontrados en la naturaleza
presentan el efecto piezoeléctrico. Cuando se aplica a una
tensión alterna a través de ellos, vibran a la
frecuencia de la tensión aplicada. De manera inversa, si
mecánicamente se les obliga a que vibren, generan una
tensión alterna de la misma frecuencia. Las principales
sustancias que producen el efecto piezoeléctrico son el
cuarzo, las sales de Rochelle y la turmalina.

Las sales de Rochelle tienen la mayor actividad
piezoeléctrica. Con una tensión alterna duda,
vibran más que el cuarzo o la turmalina.
Mecánicamente, son las más débiles porque se
quiebran muy fácilmente Estas sales se han empleado para
hacer micrófonos, agujas fonocaptoras, audífonos y
altavoces. La turmalina muestra actividad piezoeléctrica
mínima, pero es la más resistente de las tres. Es
también la más cara. Ocasionalmente se usa en
frecuencias muy altas. El cuarzo ocupa un lugar intermedio entre
la actividad piezoeléctrica de las sales de Rochelle y la
dureza de la turmalina. Debido a su coste y su disponibilidad en
la naturaleza, se utiliza ampliamente para hacer osciladores de
RF y filtros.

1.21 Cortes del cristal

La forma natural del cristal de cuarzo es un prisma
hexagonal con pirámides en sus extremos (Fig. #11a). Para
tener un cristal útil, debemos cortar una lámina
rectangular del cristal natural. La Figura #11b muestra una
lámina con un espesor t. El número de
láminas que podemos obtener de un cristal depende de su
tamaño y del ángulo de corle.

Hay diferentes formas de cortar el cristal natural. Los
cortes tienen nombres como corte X, corte XY y corte AT. Para
nuestra aplicación, lo único que necesitamos saber
es que los cortes tienen diferentes propiedades
piezoeléctricas. Los catálogos de los fabricantes
son, generalmente, la mejor fuente de información de los diferentes cortes y sus
propiedades.

Para utilizarla en circuitos electrónicos, la
lámina debe montarse entre dos placas de metal, como se ve
en la Figura #11c. En este circuito la vibración del
cristal depende de la frecuencia de la tensión aplicada.
Al cambiar la frecuencia podemos encontrar frecuencias de
resonancia a las cuales las vibraciones del cristal alcanzan un
punto máximo. Puesto que la energía de las
vibraciones debe ser proporcionada por un generador de
señal, la corriente es máxima en cada frecuencia
resonante.

1.21 Frecuencia fundamental y
sobretonos

Casi siempre el cristal se corta y se monta para vibrar
adecuadamente en una de sus frecuencias de resonancia,
generalmente la frecuencia fundamental o frecuencia
mínima. Las frecuencias de resonancia mayores, llamadas
sobretonos, son múltiplos casi exactos de la frecuencia
fundamental. Por ejemplo, un cristal con una frecuencia
fundamental de 1 MHz tiene un primer sobretono aproximadamente de
2 MHz, un segundo sobretono aproximadamente de 3 MHz, y
así sucesivamente.

La fórmula de la frecuencia fundamental de un
cristal es f = donde K es una constante que depende del corte y otros
factores, y t es el espesor del cristal. Es obvio que la
frecuencia fundamental es inversamente proporcional al espesor.
Por esta razón, hay un límite práctico para
la frecuencia más alta que se puede alcanzar. Cuanto
más delgado sea el cristal, más frágil es y
mayor probabilidad hay
que se rompa debido a las vibraciones.

Los cristales de cuarzo trabajan adecuadamente hasta los
10 MHz de frecuencia fundamental. Para lograr frecuencias
más titas, podemos emplear un cristal que vibre en los
sobretonos. De esta forma, podemos alcanzar frecuencias de hasta
100 MHz. Ocasionalmente, la turmalina, más cara, pero
más resistente, se emplea a frecuencias
mayores.

1.22 Circuito equivalente para
señal

¿Cómo se comporta el cristal ante una
señal alterna? Cuando el cristal de la Figura #12a no
está vibrando, es equivalente a una capacidad Cm por estar
compuesto de dos placas de metal separadas por un
dieléctrico. Cm, recibe el nombre de capacidad del
encapsulado.

Cuando el cristal está vibrando, el circuito
equivalente se hace más interesante. Un cristal que vibra
actúa como un circuito sintonizado. En la Fig. #12b se
observa el circuito equivalente para señal alterna de un
cristal que vibra u su frecuencia fundamental o cerca de ella.
Los valores
característicos son L en henrios, Cs en fracciones de
picofaradio, R en cientos de ohmios y C» en picofaradios.
Por ejemplo, disponemos de un cristal cuyos valores
son los siguientes: L = 3 H, Cs = 0,05 pF, R = 2 kΏ y Cm =
10 pF. Entre otras cosas, el corte, el espesor y el montaje de la
lαmina influyen en esos valores.

1.23 Estabilidad del cristal

La frecuencia de un oscilador tiende a cambiar
ligeramente con el tiempo. Esta
deriva se debe a la temperatura, el envejecimiento y otras
causas. En un oscilador de cristal, la deriva de la frecuencia
con el tiempo es muy pequeña, generalmente menor que 1 ppm
(parte por millón) o 0,0001 por 100 por día. Una
estabilidad como esta es importante en relojes electronicos
debido a que utilizan osciladores de cristal de cuarzo como
dispositivo básico de temporizador.

Al utilizar osciladores de cristal en hornos de
temperatura controlada, los osciladores tienen una deriva de
frecuencia menor que 1 parte por 10 a la 10 por día. Una
estabilidad como ésta es necesaria en estándares de
frecuencia y de tiempo. Para tener una idea de tu
precisión de 1 parte por 10 a la 10 recordemos que un
reloj con esta deriva tardaría 300 años en
adelantarse o retrasarse un segundo.

1.24 Osciladores de cristal

En síntesis,
éstos son diferentes diseños con cristales de
cuarzo. La Figura #13a es un oscilador Colpitts con cristal. El
divisor de tensión capacitivo produce la tensión de
realimentación en tu base del transistor. El cristal
actúa como una bobina que resuena con C1 y C2. La
frecuencia de oscilación está entre los valores de
resonancia en serie y en paralelo. La Figura #13b es una variante
del oscilador Colpitts con cristal. La señal de
realimentación se aplica al emisor en lugar de a la base.
Esta variación permite que el circuito trabaje a una
frecuencia de resonancia mayor. La Figura #13c es un oscilador
Ctapp con FET. La finalidad es mejorar la estabilidad de la
frecuencia al reducir el efecto de tas capacidades
parásitas. La Figura #13d es un circuito que se llama
oscilador Pierce con cristal. Su ventaja principal es la
simplicidad.

1.25 Oscilaciones no deseadas

Los osciladores pueden resaltar frustrantes. Algunas
veces, cuando se quiere construir un oscilador, se obtiene un
amplificador debido a que la ganancia en lazo es menor que 1 a la
frecuencia de resonancia. Finalmente, después de varios
intentos se logra que el circuito oscile. Por otro lado, cuando
se intenta construir un amplificador, frecuentemente se obtiene
un circuito que oscilo. Ambos resultados no deseados son
experiencias comunes a técnicos e ingenieros.

1.26 Oscilaciones en baja frecuencia

Véase la Figura #14a, Es un amplificador de tres
etapas con ganancia total de A1A2A3. Además, no se tiene
camino de realimentación de la salida a la entrada. En
consecuencia, el circuito no puede oscilar. ¿Cierto?
¡Falso! Existe una trayectoria invisible de
realimentación que está produciendo
realimentación-positiva. Cuando la señal de
realimentación tiene la amplitud y la fase adecuadas,
cualquier amplificador producirá oscilaciones no
deseadas.

El ronroneo es un sonido que
proviene de un altavoz conectado a un amplificador como el de la
Figura #14a. Este sonido representa oscilaciones de muy baja
frecuencia, de unos cuantos Hz. El camino de
realimentación es debido a la fuente de
alimentación. En teoría, la fuente se encuentra
conectada a masa para señal alterna. Pero en una segunda
aproximación se sustituye por una fuente de tensión
ideal en serie con una resistencia Thévenin, como se
observa en la Figura #14b. Esta resistencia puede ser
extremadamente pequeña, pero no nula. Debido a la
resistencia de alterna Thévenin, la línea de
alimentación no está completamente a masa para
alterna. En otras palabras, parte de la tensión de salida
amplificada en la última etapa aparece en bornas de Rth
(Fig. #14c). Esta pequeña tensión de
realimentación excita el divisor de tensión formado
por R1 y por R2. A su vez, la señal alterna que cae en R2
aparece en la base del primer transistor.

La frecuencia de oscilación está
determinada por los circuitos de adelanto en el amplificador y la
reactancia de la fuente de alimentación. Para una
frecuencia por debajo de la banda central del amplificador, el
desplazamiento de fase producido por los circuitos de adelanto y
la reactancia de la fuente de alimentación es exactamente
0 grados. Si la ganancia en lazo AB es mayor que 1 a esta
frecuencia, se produce el ronroneo, un sonido diferente y
peculiar.

¿Cómo se evita el ronroneo? Hay quien
conecta un condensador de desacoplo a la línea de la
fuente de alimentación. La idea es reducir la impedancia
de Thévenin a un valor pequeño. Pero generalmente
no funciona. La mejor solución es utilizar una fuente de
alimentación con una resistencia Thévenin
extremadamente pequeña. De esta manera, la tensión
de realimentación es demasiado pequeña como para
permitir oscilaciones. Si tiene ronroneo, se usa una fuente de
alimentación regulada. Este tipo de fuente tiene una
resistencia Thévenin inferior a 0,1 Ώ,
algunas veces es de apenas 0,0005 Ώ.

1.27 Realimentación no deseada

Se pueden tener oscilaciones en frecuencias superiores a
la banda central del amplificador. En altas frecuencias, la
capacidad parásita entre la primera y última etapa
puede acoplar suficientemente las tensiones de
realimentación para producir oscilaciones. La Figura #15a
ilustra esta idea. La conexión del colector de la salida
actúa como una placa de un condensador y la
conexión de la base de la entrada se comporta como la otra
placa. Aunque esta capacidad de realimentación es muy
pequeña, puede realimentar fácilmente una
señal bastante grande para producir oscilaciones a
frecuencias lo suficientemente altas.

Lo importante es que en alguna frecuencia alta, el
desplazamiento de fase puede ser O grado y la ganancia en lazo
puede ser mayor que 1. Por tanto, el amplificador de cuatro
etapas oscila. La frecuencia exacta donde tal hecho sucede
depende de la distancia entre las etapas, la longitud de las
conexiones, etc. Pero hay algo seguro: el
amplificador encontrará automáticamente una o
más frecuencias donde oscilará.

También es posible el acoplamiento
magnético entre la primera y la última etapa. El
conductor de la salida que denominamos Primario en la Figura #15a
puede actuar como el devanado primario de un transformador. El
conductor de la entrada que llamamos Secundario puede actuar como
un devanado secundario. Por ello, una señal alterna en el
primario puede inducir una señal alterna en el secundario.
Si la señal de realimentación es suficientemente
fuerte y el desplazamiento de fase es el correcto, tendremos
oscilaciones causadas por la realimentación
magnética.

¿Cuál es la solución para la
capacidad y la realimentación magnética no
deseadas? Un primer intento es incrementar la distancia entre
etapas. Esta solución disminuye ambos tipos de
acoplamiento. Si no resulta práctico, se puede encerrar
cada etapa en un blindaje metálico (Fig. #15b). Un
blindaje como éste es común en aplicaciones de alta
frecuencia, ya que bloquea campos eléctricos y
magnéticos de alta frecuencia. Si el acoplamiento
capacitivo es el único problema, un blindaje de
protección (una placa metálica) entre etapas puede
eliminar las oscilaciones de alta frecuencia (Fig.
#15c).

1.28 Lazos a masa

Otra causa posible de oscilaciones en alta frecuencia es
un lazo a masa, una diferencia de potencial no deseada entre dos
puntos puestos a masa. En tu Figura #15c, todas las masas pura
señal están teóricamente al mismo potencial.
Pero, en realidad, el chasis o lo que funcione como masa tiene
una impedancia muy pequeña entre puntos puestos a masa.
Por ello, si corrientes alternas de la última etapa
circulan a través de una parte del chasis que es utilizado
por etapas anteriores, tendremos la suficiente
realimentación positiva no deseada como para producir
oscilaciones.

La solución al problema de los lazos a masa
consiste en una adecuada distribución de las etapas. Esto evita que
corrientes alternas conectadas a masa de las últimas
etapas circulen por etapas anteriores. Una forma de lograrlo es
utilizar un único punto a masa, como muestra la Figura
#16. Cuando se emplea esta alternativa, no hay diferencia de
potencial entre dos puntos puestos a masa al existir uno
solo.

1.29 Oscilaciones parásitas

Las capacidades pequeñas del transistor y las
inductancias de los terminales de conexión a lo largo de
todo el circuito pueden formar osciladores Colpitts o Harttey no
deseados. Las oscitaciones que resultan se denominan oscilaciones
parásitas. Generalmente, se dan a muy altas frecuencias y
son débiles, debido a que la realimentación es muy
pequeña.

Las oscilaciones parásitas hacen que los
circuitos actúen erráticamente. Los osciladores
producen más de una frecuencia, los amplificadores
operacionales tienen demasiado offset, las fuentes de
alimentación tienen un rizado inexplicable, los
amplificadores producen señales distorsionadas y la
imagen de
video presenta
ruido de imagen. Un viejo truco en señales distorsionadas
consiste en tocar partes del circuito de baja tensión
sospechosas de tener oscilaciones parásitas. Si el
problema desaparece, es casi seguro que existe este tipo de
oscilaciones.

¿Cuál es la solución para evitar
las oscilaciones parásitas? Se puede reducir la
realimentación positiva añadiendo pequeñas
resistencias a las conexiones de base de los transistores.
Suele bastar 10 Ώ, pero se tienen que hacer pruebas para
ver cuál es el valor más adecuado. Otra
solución es colocar un núcleo de ferrita en cada
conexión de la base. Éste absorbe suficiente
energía en las oscilaciones parásitas y
generalmente anula las oscilaciones no deseadas. En cualquier
caso, la fracción de realimentación se reduce o el
desplazamiento de fase se cambia lo suficiente como para que las
oscilaciones parásitas desaparezcan.

1.30 Otras formas de reducir AB a la
unidad

Una lámpara incandescente de baja potencia es el
método
corriente para reducir AB a la unidad en osciladores en puente de
Wien. Existen, sin embargo, alternativas para esta
lámpara. En la Figura #17a se ve un oscilador en puente de
Wien con diodos para
limitar la amplitud de la señal de salida. Cuando la
fuente de alimentación se enciende, los diodos
están cortados y la fracción de
realimentación es menor que 1/3 por ser la relación
R1/R2 mayor de 2. Esto permite que la señal de salida se
incremente.

Una vez que se alcanza el nivel deseado, los diodos
conducen en semiciclos alternos, lo cual coloca a R3 en paralelo
con R1 e incrementa la fracción de realimentación a
1/3 y así la tensión de salida se
estabiliza.

Algunas veces se emplean LED en lugar de diodos comunes.
Este es un artificio muy ingenioso porque los LED se encienden
sólo cuando el circuito está oscilando.

En la Figura #17b un diodo Zener es el elemento
limitador. Cuando se conecta la fuente de alimentación,
los diodos del puente están cortados y la fracción
de realimentación es menor que 1/3 debido a que R1/R2 es
mayor de 2. A medida que la salida se incremento, los diodos del
puente están polarizados en directa, pero la
tensión en el Zener no llega a la ruptura. Para ciertos
niveles de salida altos, el diodo Zener entra en la zona de
ruptura y el nivel de la salida se estabiliza.

En la Figura #18 se describe otro método. Esta
vez se trata de un FET que, actuando como resistencia controlada
por tensión, limita la amplitud de salida. En el momento
de encendido, el FET tiene una resistencia mínima debido a
que su tensión de puerta es cero. Por su diseño, la
fracción de realimentación es menor de 1/3, de modo
que la oscilación puede iniciarse. Cuando el nivel de la
salida excede la tensión Zener más la caída
de tensión de un diodo, tenemos una detección de
pico negativo y la tensión de puerta se hace negativa.
Cuando esto sucede, la rds (on) del FET se incrementa, lo que a
su vez aumento la frecuencia de realimentación hasta que
es igual a 1/3, estabilizándose la salida.

En la Figura #19 se muestra otro método para
limitar el nivel de la salida. En este circuito, un FET se usa
como resistencia controlada por tensión. La puerta del FET
se conecto a la salida de un detector de pico negativo. Para
cierto nivel de la salida, la tensión negativa que
proviene del detector de pico incrementa la rds(on) hasta,
aproximadamente, R 2. En este punto el filtro en doble 1/3
está resonando y la salida del oscilador se
estabilizo.

1.31 El Temporizador 555

El temporizador 555 combina un oscilador de
relajación, dos comparadores, un flip-flop RS y un
transistor de descargo. Este integrado tiene muchas aplicaciones.
Los diseñadores encuentran continuamente nuevos usos para
este asombroso circuito integrado.

1.32 El flip-flop RS

La Figura #20a muestra un par de transistores acoplados
por colector. Cada colector excita la base opuesta a
través de una resistencia Rb. En un circuito como
éste, un transistor está saturado y el otro
está en corte. Por ejemplo, si el transistor de la derecha
está saturado, su tensión de colector es
aproximadamente cero. Esto supone que no hay excitación
por la base del transistor de la izquierda; por tanto,
está en la zona de corte y su tensión de colector
se aproxima a + Vcc. Esta alta tensión produce suficiente
corriente de base para mantener el transistor de la derecha en
saturación.

Pero si el transistor de la derecha esta en corte, su
tensión de colector lleva el transistor de la izquierda a
saturación. La baja tensión de colector de este
transistor mantiene entonces el transistor de la derecha en
corte.

Dependiendo de qué transistor este saturado, la
salida Q está en nivel bajo o en nivel alto.
Añadiendo mas componentes al circuito se tiene un
flip-flup RS (un circuito que puede poner la Q de salida a nivel
alto o u nivel bajo). Dicho sea de paso, se dispone de una salida
complementaria (opuesta) Q en el colector del otro
transistor.

1.33 Diagrama de bloques del 555

La Figura #21, es un diagrama simplificado del
temporizador NE555, un temporizador integrado de ocho terminales
creado por Stgnetics Corporation. Observe que el comparador
superior tiene una entrada de umbral (terminal 6) y una entrada
de control (terminal
5). En la mayoría de las aplicaciones, la entrada de
control no se utiliza, por lo que la tensión de control es
igual a + 2Vcc/3. Al igual que antes, cuando la tensión
umbral excede a la de control, la salida en nivel alto del
comparador pondrá la salida Q del flip-flop a nivel
alto.

El colector del transistor de descarga va al terminal 7.
Cuando éste se conecta a un condensador externo, la salida
Q en nivel alto saturará el transistor y descargará
el condensador. Cuando la salida Q está en nivel bajo, el
transistor se pone en circuito abierto y el condensador se puede
cargar.

La señal complementaria que sale del flip-flop
está en el terminal 3 (la salida). Cuando el reset externo
(terminal 4) se lleva a masa, se inhabilita el dispositivo (se
impide que trabaje). Esta característica de
encendido/apagado es algunas veces muy útil. Sin embargo,
en la mayoría de las aplicaciones el reset externo no se
usa y el terminal 4 se muerta directamente a la fuente de
alimentación.

En el comparador inferior. Su entrada inversora se
denomina disparo (terminal 2). Debido al divisor de
tensión, la entrada no inversora tiene no tensión
fija de + Vcc/3. Cuando la tensión de entrada de disparo
es ligeramente menor que + Vcc/3, la salida del amplificador
operacional se pone en nivel alto y pone la salida Q del
flip-flop a nivel bajo.

Finalmente, el terminal 1 es la masa del CI, en tanto
que el 8 es el terminal de conexión a la fuente de
alimentación. El temporizador 555 trabaja con una
tensión de alimentación comprendida entre 4,5 y 16
V.

1.34 Funcionamiento como monoestable

La Figura 22a presenta el temporizador 555 conectado
para funcionar como monoestable. El circuito funciona como se
describe a continuación:

Cuando la entrada de disparo es ligeramente menor que +
Vcc/3, el comparador inferior tiene una salida en nivel alto y
pone a nivel bajo el flip-flop. Esto hace que el transistor entre
en la zona de corte, permitiendo que el condensador se cargue.
Cuando la tensión del condensador es ligeramente mayor que
+ 2Vcc/3, el comparador superior tiene su salida en nivel alto,
lo que sitúa también en nivel alto al flip-flop. En
el momento en que la salida Q se pone a nivel alto, el transistor
conduce; con lo que se descarga rápidamente el
condensador.

La Figura #22b muestra las formas de onda
características. La entrada de dispara es un pulso
estrecho con un valor fijo de + Vcc. El pulso debe bajar a
valores menores de + Vcc/3 para poner a nivel bajo al flip-flop y
permitir que el condensador se cargue. Cuando la tensión
umbral excede ligeramente + 2Vcc/3 el flip-flop se pone a nivel
alto; de esta manera se satura el transistor y se descarga el
condensador. Así pues, obtenemos un pulso rectangular en
la salida.

El condensador C se carga a través de la
resistencia R. Cuanto mayor sea la constante de tiempo RC,
más tiempo tardará la tensión del
condensador en alcanzar + 2Vcc/3. En otras palabras, la constante
de tiempo RC controla el ancho del pulso. Es posible deducir la
siguiente fórmula para el ancho del pulso: W =
1,1RC.

Por lo general, el esquema eléctrico no muestra
los comparadores, el flip-flop u otros componentes dentro del
temporizador 555. Normalmente, verá un esquema del
circuito 555 monoestable como el presentado en la Figura #23.
Sólo los terminales y componentes externos se muestran.
Además, observe que el terminal 5 (control) está
conectado a masa a través de un condensador pequeño
de desacoplo, normalmente de valor 0,01 μF, lo
cual proporciona filtrado de ruido de la
tensiσn de control. Recuerde que al llevar a
masa el terminal 4 se inhabilita el temporizador 555. Para evitar
un reset accidental, el terminal 4 se conecta a la fuente de
alimentación, como se ve en la Figura #23.

1.35 Funcionamiento como aestable

En la Figura #24ª se observa el temporizador 555
conectado para funcionar como aestable (oscilación libre).
Cuando la salida Q está en nivel bajo, el transistor
está en la zona de corte y el condensador se carga a
través de la resistencia total RA + RB. Por ello, la
constante de tiempo es (RA + RB) C. A medida que el condensador
se carga, la tensión umbral (terminal 6) aumenta. Cuando
esta tensión llega a valer +2Vcc/3, entonces, el
comparador superior tiene una salida en nivel alto y pone la
salida del flip-flop a nivel alto. Con la salida Q en nivel alto,
el transistor se satura y pone a masa el terminal 7. A
continuación, el condensador se descarga a través
de RB. En consecuencia, la constante de tiempo de descarga es
RBC. Cuando la tensión del condensador disminuye un poco
en más de + Vcc/3, el comparador inferior tiene una salida
en nivel alto que pone la salida del flip-flop a nivel
bajo.

La Figura #24b presenta las formas de onda. Como se
puede ver, el condensador de temporización tiene una
tensión exponencial creciente y decreciente. La salida es
una onda rectangular. Como la constante de tiempo de carga es
mayor que la de descarga, la salida no es simétrica;
el estado alto
de la salida dura más tiempo que el estado bajo de
la salida. Para especificar hasta qué punto es
asimétrica la salida, utilizaremos el término ciclo
de trabajo, que se define como D = W/Tx (100%).

1.36 Oscilador controlado por
tensión

En la Figura #25a se ve un oscilador controlado por
tensión (VCO), otra aplicación del temporizador
555. El circuito se denomina, en ocasiones, convertidor de
tensión a frecuencia, ya que una tensión de entrada
puede cambiar la frecuencia de salida. La forma en que trabaja el
circuito es la siguiente. El terminal 5 (control) está
conectado a la entrada inversora del comparador superior. Por lo
general, la tensión de control es + 2Vcc/3 a causa del
divisor de tensión. Sin embargo, en la Figura 25a la
tensión de un potenciómetro externo modifica la
tensión interna. En otras palabras, ajustando el
potenciómetro podemos variar la tensión de
control.

La Figura 25b muestra la tensión en extremos del
condensador de temporización. Advierta que varía
entre + Vcon/2 y + Vcon. Si incrementamos Vcon el condensado
tarda más en cargarse y descargarse; en consecuencia, la
frecuencia disminuye. Por ello, podemos cambiar la frecuencia del
circuito variando la tensión de control. Hay que decir,
además, que la tensión de control se puede tomar de
un potenciómetro, la salida de un circuito con
transistores, un amplificador operacional o algún otro
dispositivo.

En esta etapa del trabajo indicaremos varias
prácticas con la finalidad de un adiestramiento y
entrenamiento
del alumnado que posteriormente pueda utilizar esta monografía
investigativa y analítica sobre los Osciladores como un
marco referencial a este polémico tema.

Practica #
1:

Previo estudio y análisis realizados por el
alumnado sobre el transistor UJT 2N2646. Realizara un montaje en
los laboratorios de dicho transistor en un circuito
oscilador.

Para luego hacer visualizaciones de la onda producida en
E y B2 respectivamente.

Proceso Operativo:

Montado el circuito de la práctica
#1 visualizar la onda en el condensador de 47nF, la onda entre B1
del transistor UJT y masa y la onda del condensador 470
μf.

Representar los resultados en una grafica.

Calcular la frecuencia con la formula: T: div x tiempo
de división y F = 1/T

Practica # 2:

Previo estudio y análisis realizados por el
alumnado sobre el temporizador 555.

Realizar un montaje en los laboratorios de dicho
temporizador en un circuito oscilador. Para luego tomar notas de
las variaciones producidas al cambiar los valores de Ca, Ra, Rb,
Rb. Luego sustituir el temporizador 555 por un circuito integrado
556 y verificar si los resultados obtenidos coinciden.

Proceso Operativo:

Montado el circuito de la práctica #2 colocar
resistencias con diferentes valores en Ra y Rb, de igual manera
cambiar el valor de los condensadores
en Ca y Cb unas ves tomadas notas del montaje
original.

Representar los resultados en una grafica.

Describa la reacción tomada por el circuito
durante el proceso.

Realice los cambios pertinentes al circuito para el
óptimo funcionamiento del circuito integrado 556 y realice
los pasos registrados para el temporizador 555.

Calcule el valor de retardo T = 0.695 x R x C

Practica # 3:

Previo estudio y análisis realizados por el
alumnado sobre osciladores.

Realizar un montaje en los laboratorios de un Oscilador
controlado por voltaje. Para luego tomar notas de las variaciones
producidas en la frecuencia al producirse un cambio en la
tensión.

Proceso Operativo:

Montado el circuito de la práctica #3 variar la
carga en la entrada del circuito.

Observar las variaciones en el Osciloscopio
colocado después del amplificador, discutir y analizar los
resultados para luego tomar notas.

Realice el montaje con diferentes valores de los
condensadores y los transistores, luego compare sus resultados
tabulados con los demás compañeros.

CONCLUSIÓN

Para definir o construir Osciladores Sinusoidales,
necesitamos emplear un amplificador con realimentación
positiva. Para que el oscilador funcione, la ganancia en lazo
debe ser mayor que 1 cuando el desplazamiento de fase alrededor
del lazo sea 0 Grados. A medida que la tensión de salida
se incrementa en su valor pico a pico, la fracción de
realimentación disminuye automáticamente hasta que
la ganancia en lazo es 1. En este punto el valor pico a pico de
la tensión de salida se hace constante.

Un Oscilador en puente de Wien es aquel oscilador
típico para frecuencias pequeñas a moderadas en el
intervalo de 5 Hz a 1 MHz. Casi siempre se usa en generadores de
audio comerciales y generalmente se prefiere en otras
aplicaciones de baja frecuencia. El oscilador en puente de Wien
produce una onda sinusoidal casi perfecta en la salida. Como
sucede con cualquier oscilador, funciona debido a que la ganancia
en lazo es mayor que 1 a la frecuencia de resonancia. Una
lámpara de tungsteno u otra resistencia no lineal se
utiliza para reducir la ganancia en lazo a 1.

Otros osciladores RC son aquellos osciladores en doble T
que emplean un amplificador y circuitos RC para producir la
ganancia en lazo y desplazamiento de fase que se requieren a la
frecuencia de resonancia. Funciona bien a una determinada
frecuencia, pero no es adecuado como oscilador de frecuencia
variable. El oscilador de desplazamiento de fase también
utiliza un amplificador y circuitos RC para producir las
oscilaciones. Como el oscilador en doble T trabaja bien a una
frecuencia determinada, pero no en un intervalo de frecuencias.
El oscilador de desplazamiento de fase tiene algunas desventajas.
Estas, habitualmente se deben a los elementos parásitos y
a los circuitos de retardo en cada etapa
amplificadora.

Los Osciladores Colpítts por encima de 1 MHz, los
osciladores RC generalmente no funcionan bien. Por ello, se
prefieren osciladores LC para frecuencias comprendidas entre 1 y
500 MHz. Este intervalo de frecuencias está por encima de
la funidad de la mayoría de los amplificadores
operacionales, por lo que un transistor bipolar o FET se emplea
comúnmente como dispositivo de amplificación. Un
oscilador LC utiliza un circuito tanque LC que determina la
frecuencia de resonancia. El oscilador Colpitts es uno de los
osciladores LC más empleados. Se puede reconocer por el
divisor capacitivo de tensión que produce la señal
de realimentación.

Otros Osciladores LC como el Oscilador Armstrong
utilizan un transformador para producir la señal de
realimentación. El oscilador Hartley la produce con un
divisor inductivo de tensión. El oscilador Clapp tiene un
pequeño condensador en serie en la rama inductiva del
circuito tanque resonante. Esto reduce el efecto de las
capacidades parásitas existentes en todo el
circuito.

Los Cristales de cuarzo como cristales naturales tienen
la propiedad de
ser piezoeléctricos. Debido a este efecto, un cristal que
vibra actúa como un circuito LC resonante con una Q
extremadamente alta. El cuarzo es el cristal más
importante con efecto piezoeléctrico. Se emplea en
osciladores de cristal donde se necesita una frecuencia precisa y
fiable.El reloj de pulsera electrónico es otra de sus
aplicaciones habituales.

Oscilaciones no deseadas son aquellos que cada vez que
se construye un amplificador se esta construyendo un oscilador
potencial. Como con el oscilador de desplazamiento de fase, lo
único que se necesita para tener oscilaciones es un
amplificador y tres circuitos de adelanto o de retardo. Las
oscilaciones de baja frecuencia, algunas veces llamadas de
ronroneo, se dan debido a que se generan de tensión de
realimentación a través de la impedancia de
Thévenin de la fuente de alimentación. Las
oscilaciones en alta frecuencia pueden ser causadas por
realimentación magnética, lazos a masa, fuentes de
alimentación sin un condensador de desacoplo y capacidades
parásitas junto con las inductancias de los terminales de
conexión. Los amplificadores con realimentación
negativa generalmente utilizan un circuito de desacoplo con una
frecuencia de corte muy pequeña. Este hecho disminuye la
ganancia en lazo a menos de 1 en la frecuencia donde el
desplazamiento de fase alrededor del lazo es de 0
Grados.

Ecuaciones importantes:

Frecuencia de resonancia de los osciladores
RC.

fr =

Esta es una ecuación muy común. Es la
frecuencia crítica o de resonancia de un circuito Esta es
una ecuación muy común. Es la frecuencia
crítica o de resonancia de retardo-adelanto. Esta
frecuencia teórica es la frecuencia de salida de un
oscilador en puente de Wien. La fórmula es exacta cuando
el amplificador funciona en frecuencias situadas en el centro de
su ancho de banda.

Frecuencia de resonancia de los osciladores
LC.

fr = 1/2tt

Esta ecuación nos proporciona la frecuencia de
resonancia de un circuito tanque LC. Cuando este circuito es
parte de un oscilador LC, la ecuación es aproximadamente
igual a la frecuencia de oscilación.

Condición de arranque del
Colpitts

A >C2/C1

El circuito tanque del oscilador Colpitts tiene una
bobina en paralelo con dos condensadores en serie. La
tensión en bornas de C2 es realimentada a la entrada del
transistor o FET. Esta ecuación es una aproximación
de la ganancia de tensión mínima necesaria para
arrancar el oscilador Colpitts.

Efecto de Q en la frecuencia de
resonancia

Fr = 1/2tt. v q/1+q

Esta fórmula nos indica que la frecuencia de
oscilación es menor que la frecuencia de resonancia
teórica dada por la Ecuación (22-5). En un circuito
tanque resonante con Q mayor de 10, la frecuencia de
oscilación estará dentro del 1 por 100 de la
frecuencia resonante ideal.

REFERENCIAS DOCUMENTALES

Textos

SCHILLING, Donald y Belove Charles (1992),
Circuitos Eléctricos, Editorial Mc Graw
Hill.

BOYLESTAD, Robert y Nashelsky Louis (1994),
Electrónica Teoria de Circuitos, Editorial
Prentice-Hall Hispanoamérica, 5ta.
Edición.

COOPER, William y Helfrick (1987),
Instrumentación Electrónica Moderna.

Internet

htt.www.geoagle.com

htt.www.frino.com.ar/micros.htm

htt.www.microchip.com

htt.www.unicrom.com

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CARLOS EDUARDO MONCERATT MOTA