Electrónica:
Amplificadores con transistores
bipolares de unión
Indice
1.
Fuentes de tensión y de corriente
dependientes
2. Transistores
bipolares
3. Circuitos con
transistores
4. El amplificador
EC
5. Consideraciones de
potencia
6. Amplificador emisor seguidor (colector
común)
1. Fuentes de
tensión y de corriente dependientes
Las fuentes
dependientes producen una tensión o corriente cuyo
valor
está determinado por la existencia de una tensión o
corriente en otro lugar del circuito(nótese que los
dispositivos producen una tensión o corriente cuyo
valor se
determina por una tensión o corriente en el mismo lugar
del circuito). Las fuentes de tensión y de corriente
dependientes o independientes son elementos activos, esto es
capaces de suministrar energía a algún dispositivo
externo. Los elementos pasivos no pueden generar energía,
aunque pueden almacenar cantidades finitas de está para su
distribución posterior, como es el caso de
los capacitores e
inductores.
En la figura 2.1 se muestra un
circuito que contiene una fuente dependiente. La fuente de
tensión depende del valor de la tensión,
VR2. El factor de amplificación es 4. La
ley de
tensiones de Kirchhoff (LTK) se aplica al lazo para obtener
10 = (5000)I + 4VR2 –VR2 = (5000)I +
3VR2
Entonces utilizando la ley de Ohm, se
obtiene
VR2 = -(1000)I
Substituyendo esto en la ecuación del lazo, se
tiene
10 = (5000)I + 3VR2 = (5000)I – (3000)I =
(2000)I
Por tanto,
I = 5mA
VR2 = -5V
y
4VR2 = -20V
2. Transistores
bipolares
El transistor es un
dispositivo de tres terminales, a diferencia del diodo, que tiene
dos terminales. Este consiste en un material de tipo p y uno de
tipo n; el transistor
consiste en dos materiales de
tipo n separados por un material de tipo p (transistor npn) o en
dos materiales p
separados por un material n (transistor pnp). En la figura 2.4(a)
se incluye la representación esquemática de un
transistor.
Las tres capas o secciones diferentes se identifican como emisor,
base y colector.
El emisor, capa de tamaño medio diseñada para
emitir o inyectar electrones, está bastante contaminado.
La base, con una contaminación media, es una capa delgada
diseñada para pasar electrones. El colector, capa grande
diseñada para colectar electrones, está poco
contaminado.
El transistor se puede concebir como dos uniones pn colocadas
"espalda contra espalda", éstas se denominan transistores
bipolares de unión (BJT, bipolar función
transistor).
Operación del transistor
Una explicación sencilla pero eficaz de la
operación del transistor npn se lleva a cabo utilizando la
técnica de diagramas de
barrea de potencial de la figura 2.4(b). Este método
ilustra de manera simplificada la operación básica
de un transistor bipolar de tal forma que se puedan entender
ejemplos de circuitos
sencillos. Cuando la unión base-emisor se polariza en
directo y la unión base-colector en inverso, los
electrones que dejan el material n del emisor sólo ven una
barrera de potencial pequeña en la unión np. Como
la barrera de potencial es pequeña, muchos de los
electrones tienen la suficiente energía para llegar al
tope de ella. Una vez en el tope, los electrones se mueven
fácilmente a través del material p (base) a la
unión pn (base-colector). Cuando se acercan a esta
unión, los electrones se encuentran bajo la influencia de
la fuente de tensión positiva y se mueven con mucha
rapidez conforme descienden en la barrera de potencial. Si se
reduce la polarización en directo de la unión
base-emisor, aumenta la altura de la barrera de potencial. Alos
electrones que dejan el emisor les será más
difícil alcanzar el tope. Los electrones que lo alcanzan
son aquellos con mayor cantidad de energía, y los que
alcanzarán el colector. Por tanto, una reducción de
la polarización en directo provoca que la corriente a
través del transistor se reduzca en forma considerable.
Por otra parte, al aumentar la polarización en directo de
la unión base-emisor se reduce la barrera de potencial y
se permite el flujo de un mayor número de electrones a
través del transistor.
El flujo de corriente en un transistor de unión
también se puede entender mediante el examen del comportamiento
de los portadores de carga y las regiones desérticas.
Estas regiones se identificaron en la figura 2.4(b).
Nótese que como la unión base-emisor esta
polarizada en directo, la región desértica es
relativamente delgada. Lo inverso es correcto para la
unión base-colector. Un gran número de portadores
mayoritarios (electrones) se difunde a través de la
unión base emisor, puesto que ésta se halla
polarizada en directo. Estos electrones entran a la región
de la base y tienen dos opciones. Podrían dejar esta
región a través de la conexión con las
fuentes de alimentación o continuar hacia la
región de colector a través de la amplia
región desértica de la unión polarizada en
inverso. Lo normal sería que la mayor parte de esta
corriente regresará a la fuente, excepto por las
siguientes observaciones. Como la región de base es muy
delgada, estos electrones necesitan viajar una distancia
más corta para ser atraídos por la fuente positiva
del colector. Además, el material de la base posee una
conductividad baja, por lo que el trayecto hacia la terminal de
la fuente presenta alta impedancia. En realidad, una cantidad muy
pequeña de los electrones deja la base a través de
la conexión con la fuente; la mayor parte de la corriente
fluye hacia el colector.
El transistor de unión bipolar presenta ganancia
de corriente, lo cual se puede utilizar para amplificar
señales. En la figura 2.5 se muestra el
circuito equivalente simplificado de un transistor npn. Por lo
general, este modelo es
adecuado para el diseño
y análisis de muchos circuitos.
En la figura 2.7 se muestra una versión refinada de este
modelo,
conocida como modelo de Ebers-Moll. La unión base-emisor
actúa como un dipolo polarizado en directo con una
corriente iB + iC. La unión
base-colector esta polarizada en inverso y exhibe una corriente
de fuga pequeña, ICBO, y una corriente
grande, b
iB. Esta última es provocada por la
interacción de corrientes en la base. Queda claro que
iE = iC + iB
Nótese que la dirección positiva de las corrientes de
base y colector se define entrando al transistor, y en forma
inversa para la corriente del emisor. Esta es una simple
convección, y se podría haber invertido cualquiera
de las direcciones.
La ganancia de corriente en base común, a , se define como la razón
del cambio en la
corriente de colector al cambio en la
corriente de emisor, suponiendo que la tensión entre el
colector y la base es constante. Por tanto,
Esto se muestra de manera gráfica en la figura
2.8, donde ICBO es la corriente de fuga entre base y
colector. Se desea encontrar una relación entre las
corrientes de base y colector. La corriente de colector se
encuentra al observar la figura 2.8(b):
(2.2)
Cambiando las ecuaciones
(2.1) y (2.2), se encuentra la corriente de emisor,
Y resolviendo para la corriente de base,
(2.3)
Se puede eliminar iE de la ecuación
(2.3) rescribiendo la ecuación (2.2) como
Por ultimo, esto se sustituye en la ecuación
(2.3) para obtener una relación entre iB,
iC e ICBO:
(2.4)
La ganancia de corriente en base común,
a , suele estar entre
0.9 y 0.999. Por tanto, el inverso se puede aproximar a la
unidad, dando así
Beta (b
) se utilizó antes para definir la razón
entre cambios de corriente de colector y cambios de corriente de
base. Esto es,
Por tanto, se diferencia la ecuación (2.4) y se
reacomodan los términos.
Los valores
típicos de b
se hallan entre 10 y 600. Haciendo la sustitución
para b , se
tiene
Por lo general se puede despreciar ICBO, pues
es pequeña en magnitud. Por tanto,
(2.5)
El término b se conoce como factor de ganancia a
señal grande o factor de amplificación en cd. Por tanto,
se vuelve el modelo original simplificado. En la práctica,
el valor de b
varía con la corriente de base.
Configuraciones comunes en circuitos
Existen tres configuraciones usadas en circuitos de transistores.
La más utilizada es la de amplificador en emisor
común (EC), así llamada porque el emisor se
encuentra tanto en el lazo de entrada como en el de salida. El
siguiente circuito más utilizado es la
configuración en colector común (CC),
también conocida como emisor seguidor. La tercera
configuración es el circuito en base común (BC). En
la figura 2.9 se muestran ejemplos de estas configuraciones de
amplificadores y se ilustran transistores npn. El diseño
de la polarización, o circuito en cd.
Está caracterizado por el resistor de base, RB,
el resistor de emisor, RE, el resistor de colector,
RC, y la fuente de tensión, VCC. La
técnica de polarización para el amplificador EC es
la misma que para la configuración BC, por lo que se
consideran juntas. La configuración CC se considera por
separado. Cuando
Se utilizan transistores pnp, se invierten las polaridades de las
tensiones de VBB y VCC, pero los circuitos
equivalentes desarrollados en ca se mantienen igual.
Curvas características
Como el transistor es un dispositivo no lineal, la forma de
definir su operación es usar una serie de curvas características de manera similar a las
utilizadas en el capítulo anterior para los diodos. Existe un
conjunto de curvas para cada tipo de transistor. Como no se
está tratando con dispositivos de 2 terminales, las
ecuaciones
incluyen al menos tres variables. Por
tanto, se utilizan curvas paramétricas para describir el
comportamiento
del transistor. En la figura 2.10 se muestran dos gráficas características. En la
figura 2.10 (a) se ilustra la corriente del emisor como función de
la tensión entre la base y el emisor cuando vCE
se mantiene constante. Nótese que, como se podía
esperar, esta curva es similar a la del diodo, ya que constituyen
la característica de la corriente en una unión
simple. Se dibuja una línea de carga utilizando las dos
imperfecciones con los ejes. Cuando iE.= 0. La otra se
encuentra haciendo vBe = 0. El punto donde la
línea de carga cruza la curva de iE contra
vBE se llama punto de operación, o punto Q. La
pendiente de la línea de carga es –1/(RE
+ RB). Esto es, la resistencia
equivalente vista por las terminales de base y de emisor es
simplemente RE + RB. La pendiente de la
curva característica es 1/rd, donde rd es la resistencia
dinámica de la unión base-emisor de
transistor. Esta pendiente se puede calcular a partir de la
ecuación (1.-se aparentes) y de las simplificaciones que
le sigue. Como ésta es una unión pn, nVT
= 26 mV (suponiendo una unión de silicio a temperatura
ambiente).
Tomando la derivada de la ecuación (1.1) y realizando las
simplificaciones adecuadas, se encuentra que la resistencia
dinámica es aproximadamente
donde IEQ es la corriente del emisor en el punto
Q.
Sin embargo, en transistores de silicio, el valor de n
está cercano a la unidad debido a los efectos de
recombinación provocados por las corrientes de base y de
colector combinadas en la región del emisor. Los
transistores de difusión exhiben un incremento del 10 al
20% en el valor de n para niveles de corriente por arriba del
intervalo normal de operación del transistor. Una
extensión en línea recta de la curva
característica intersectaría al eje vBE
en 0.7 para transistores de silicio,0.2 para germanio y 1.2 para
dispositivos de arsenurio de galio.
Las curvas características son curvas paramétricas
de iC contra vCE, con iB como
parámetro. En la figura 2.11 se muestra un ejemplo de una
familia de
dichos curvas. Cada tipo de transistor tiene su propio conjunto
único de curvas características.
El EC, o amplificador emisor común, se llama
así porque la corriente de base y de colector se combinan
en el emisor. En la figura 2.13 se muestra la
configuración del amplificador, donde se seleccionó
un transistor npn como ilustración. En primer lugar se analiza en
circuito de la figura 2.13 bajo condiciones de cd. La fuente
variable, vs, se hace igual a cero. La LTK en el lazo
de base se escribe como
(2.10)
Recuérdese que VBE está entre 0.6 y 0.7 V
para transistores de silicio, pero en este libro se
utilizará el valor 0.7 V a menos que se especifique otro
valor. Se escribe ahora la LTK a través del lazo de
colector-emisor como sigue:
Entonces
(2.11)
La ecuación (2.11) define la línea de
carga, que se dibuja en las curvas características de la
figura 2.14(a). Ahora se puede seleccionar sobre la línea
de carga el punto Q, o punto de operación, que se define
como el punto de señal cero. Si se supone ahora una
entrada de ca
La onda de salida se puede encontrar de manera
gráfica. Moviendo el punto de operación hacia
arriba y abajo a lo largo de la línea de carga conforme
cambia iB, se pueden graficar iC; iB y vCE, como se muestra en la
figura 2.14.
El amplificador EC con resistor en el emisor
En la figura 2.15 se ilustra un circuito EC al cual se
añadió un resistor en el emisor. Se escriben las
ecuaciones de Kirchhoff en el lazo emisor-colector para
determinar la línea de carga en cd. Con referencia a la
figura 2.15(a), se encuentra
Como IC es aproximadamente igual a IE, se
obtiene
(2.12)
Si IC = 0, entonces
Este punto de operación se encuentra en la
región de corte. Si VCE = 0, se obtiene
Este punto se encuentra en la región de
saturación. La línea de carga resultante esta
dibujada en la figura 2.15(b).
Al utilizar el transistor en emisor común se evitó
la región no lineal de las curvas características
que ocurren en niveles bajos de iC (corte) y en
valores bajos
de vCE (saturación). A menudo, al diseña
un amplificador con transistor se desea una salida con
máxima excursión no distorsionada. Si la
señal de entrada en ca es simétrica alrededor de
cero, se puede obtener una excursión máxima
colocando el punto Q en el centro de la línea de carga.
Por tanto,
Esta ecuación establece a VCEQ e
ICQ. Además, debido a que la unión
base-emisor actúa como un diodo,
Escribiendo las ecuaciones de la LTK alrededor del lazo
de la base, se obtiene
Nótese que se utilizan letras minúsculas y
subíndices en mayúsculas para las variables.
Esto indica valores totales (cd + ca). Este es un momento
adecuado para revisar las convenciones de notación
presentadas al inicio del texto. Debido
a que
se tiene
y el punto de operación,
(2.13)
La tensión, VBE, se considera
constante a temperatura
ambiente
(25° C) y
tiene un valor cercano a 0.7 V para transistores de silicio. Con
el fin de evitar la utilización de dos fuentes de cd
separadas, se puede utilizar una red de división
de tensión para suministrar la fuente de cd al circuito de
base, como se muestra en la figura 2.16. Los valores
para R1 y R2 determinan la ubicación
del punto Q.
Si en la figura 2.16 la combinación de fuente y resistor
conectados a la base se reemplaza por un equivalente de
Thévenin, el nuevo circuito es idéntico al de la
figura 2.15. Por tanto, sólo es necesario elegir
adecuadamente R1 y R2.
(2.14)
(2.15)
Se puede resolver para R1 y R2
sustituyendo la ecuación (2.14) en la ecuación
(2.15):
(2.16)
(2.17)
Es necesario determinar R1 y R2
para establecer el punto de polarización requerido. El
análisis de la sección anterior
supone que la corriente del colector es igual a la del emisor.
Esta es una buena aproximación, ya que b suele ser superior a
100.
Introducción al análisis y
diseño
En problemas de
análisis, el circuito está completamente
especificado. En consecuencia, se conoce el punto Q, ya que
están dados tanto R**como R**. Tal vez el punto de
polarización no esté colocado de manera
óptima, y, de hecho, se puede descubrir que el transistor
se encuentra en la región de corte o de saturación.
Pero, como todo el circuito está especificado, es
suficiente con sustituir valores en las ecuaciones y calcular los
resultados.
En problemas de
diseño, el circuito no está especificado
completamente. El diseñador tienen la ocasión de
situar en punto de operación en el mejor lugar posible. Si
se desea tener la máxima excursión posible en la
tensión de salida, el punto Q se ubica en el centro de la
línea de carga. Si, por otra parte, la señal de
entrada es pequeña, a menudo I** se puede seleccionar como
un valor pequeño para obtener una salida lineal (sin
distorsión), disipando así una menor potencia en
condición estática.
Como la especificación del punto Q no proporciona en
número suficiente de ecuaciones para encontrar todos los
componentes, se deben introducir restricciones adicionales para
obtener un incremento en el desempeño.
5. Consideraciones de
potencia
La estimación de potencia es una
consideración importante al seleccionar resistores. Los
resistores deben ser capaces de soportar la máxima
potencia anticipada sin sobre calentarse. Las consideraciones de
potencia también afectan la selección
del transistor. Por lo general, los diseñadores
seleccionan los componentes adecuados para el diseño que
tengan la más baja capacidad de manejo de
potencia.
Derivación de las ecuaciones de potencia
La potencia promedio se calcula como sigue:
para cd: 
para ca: 
En la ecuación en ca, T es un periodo de la forma
de onda. Si la señal no es periódica, se hace
tender T al infinito. La potencia suministrada por la fuente de
energía al amplificador Ec de la figura 2.16 se puede
escribir como
Se ha supuesto que el valor promedio de ic(t) es cero.
Por ejemplo si la señal de entrada es una
sinusoide,
Entonces
donde T = 2/. Como I2BQR2 es
pequeña, suele ignorarse. La potencia promedio disipada
por el transistor es
Para una señal de entrada cero, esto se convierte
en
Para una señal de entrada con máxima
excursión posible,
De la derivación anterior, se ve que el
transistor disipa la máxima potencia cuando no se aplica
ninguna señal de ca.
Capacitores de paso y de acoplamiento
Los capacitores se
aproximan a corto circuitos para señales de ca y circuitos
abiertos para señales de cd. Por tanto, Los capacitores de
paso se utilizan para eliminar de manera efectiva (poner en
corto) a los resistores durante la operación en ca. Los
capacitores de acoplamiento se utilizan para bloquear la
corriente directa y permitir el paso de la señal de
ca.
Capacitores de paso
Los capacitores se pueden utilizar para poner en corto el
resistor de emisor, incrementando así la ganancia del
amplificador. Para lograr esto, se selecciona un capacitor cuya
impedancia en frecuencias de operación sea mucho menor que
la resistencia del resistor emisor. Como la impedancia aumenta al
disminuir la frecuencia, la impedancia del capacitor debe ser
mucho menor que el valor de la resistencia equivalente a
través de la capacitancia en la frecuencia de
operación más baja del amplificador.
Capacitores de acoplamiento
Cada par de etapas de un amplificador de varias etapas se puede
acoplar por medio de un capacitor. La impedancia de entrada de la
siguiente etapa es la carga de la etapa anterior. En capacitor de
acoplamiento es necesario para prevenir interacciones de cd entre
etapas adyacentes.
Línea de carga de ca para la configuración
en EC
Las líneas de carga para el amplificador EC y BC son
idénticas. Por ello, aunque se esté presentando la
teoría
para el EC, se utilizan los mismos conceptos tanto para EC como
para BC.
La resistencia en el circuito colector-emisor para
operación en cd es RC + RE,la cual
se define como Rcd. Cuando la carga se acopló
al transistor a través de un capacitor, la resistencia en
ca es diferente. Bajo condiciones de ca, la resistencia en el
circuito colector-emisor es
Notése que para operación en ca, la
terminal VCC se conecta a tierra. Si El
resistor de emisor se pone en corto con un capacitor, entonces la
resistencia en ca es sólo
La línea de carga de ca tiene una pendiente de
–1/Rca. Como una entrada en será igual a
cero coloca el punto de operación en el punto Q, la
línea de carga intercepta a la línea de carga de cd
en el punto Q. Si la señal de entrada es pequeña,
el punto Q debería localizarse normalmente para minimizar
la corriente de colector estacionaria.
La línea de carga de ca a través de
cualquier punto Q
La línea de carga de cd se determinó a partir de la
ecuación (2.12), y esta dada por la
ecuación
Como los capacitores de acoplamiento son circuitos
abiertos a cd, esta línea de acarga se aplica al circuito
de la figura 2.19. La línea de carga se gráfica en
las curvas características de la figura 2.20. A
continuación se repiten las definiciones de resistencia en
ca y cd.
Rcd = resistencia total alrededor del lazo
colector-emisor bajo condiciones de cd (los capacitores se
consideran circuitos abiertos)
Rca = resistencia total alrededor del lazo
colector-emisor bajo condiciones de ca (las fuentes de cd se
hacen cero y los capacitores se consideran
cortocircuitos)
Para el circuito de la figura 2.19, se tiene
(2.23 y
2.24)
La ecuación para la línea de carga es
entonces
El punto Q, se específica para una señal
de valor cero, se ubica tanto en la línea de carga de ca
como en la de cd. La línea de carga de ca pasa a
través del punto Q, y tiene una pendiente de
–1/Rac. Esta pendiente es de mayor magnitud que
la de la línea de carga de cd. La línea de carga de
ca se gráfica en la figura 2.20.
Elección de la línea de carga de ca para
una máxima excursión de en la salida
Si se desea diseñar el amplificador para máxima
excursión en la tensión de salida, el punto Q se
debe colocar en el centro de la línea de carga de ca. En
la figura 2.21 se muestran las líneas de carga para el
circuito de la figura 2.19. Es cuestión de geometría
colocar el punto Q para máxima excursión. La
línea de carga de cd se dibuja como en la figura 2.20.
Esto es,
(2.25)
Se escriben las ecuaciones de LTK para el caso de ca,
donde los capacitores se reemplazan por cortocircuitos y las
fuentes de cd se hacen iguales a cero. Se escribe la
ecuación lineal con el método
punto-pendiente, como sigue:
(2.26)
La intersección de esta línea y la
línea de carga de cd es el punto Q. Como iC es
máxima cuando vCE=0, la máxima corriente
de colector, I´C, esta dada por
Sin embargo, I´C es igual a
2ICQ para máxima excursión a lo largo de
la línea de carga de ca. Sustituyendo esta
restricción en la ecuación anterior, se
obtiene
(2.27)
La ecuación (2.27) representa una ecuación
de dos incógnitas para especificar la localización
del punto Q para máxima excursión en la salida. La
segunda ecuación se deriva utilizando la ecuación
de la línea de carga de cd. La ecuación (2.27) se
sustituye en la ecuación (2.25) como sigue:
(2.28)
Esta especifica vCE en el punto Q.
ICQ se obtiene entonces de la ecuación (2.27)
como
(2.29)
V´CC es la intersección de la
línea de carga de ca con el eje vCE, como se
muestra en la figura 2.21. La pendiente de la línea de
carga de ca es
Análisis y diseño en ca
Al analizar un amplificador de ca se especifican los componentes
del circuito. Se comienza la solución determinando la
polarización en cd. En primer lugar, se deriva el
equivalente de Thévenin para el lazo base-emisor. Esto
proporciona los valores
necesarios para encontrar la ecuación de
polarización para ICQ. En seguida, se
construyen las líneas de carga de cd y ca. Si
ICq se halla en la región de operación
del transistor (es decir, ni en la región de corten
mí en la de saturación), se puede determinar la
máxima excursión sin distorsión de
tensión de ca en la salida, examinando la línea de
carga de ca.
Al diseñar un amplificador la situación se
invierte, ya que del diseñador debe seleccionar los
componentes y tiene la opción de elegir ICQ. Si
se desea una máxima excursión en la tensión
de salida, se coloca ICQ en el centro de la
línea de carga de ca. Por otra parte, si la señal
de entrada es pequeña, ICQ se puede hacer lo
suficientemente grande de manera que la señal de ca en la
salida no se recorte durante el máximo de la señal
de entrada.
Procedimiento de análisis
En problemas de análisis, están dados los valores
de R1, R2, VCC, VBE, RE, RC, RL y . Se presenta un
procedimiento
organizado de análisis. Las ecuaciones utilizadas se han
derivado antes en este capítulo, y se citan las
referencias para que puedan consultarse estas
derivaciones.
Paso 1 Utilice R1 y R2 para determinar VBB y RB de las
siguientes ecuaciones:
Paso 2 Utilice las ecuaciones de polarización
para calcular ICQ.
Paso 3 Se utiliza la ecuación de la línea
de carga para determinar VCEQ.
Paso 4 Se construye la línea de carga de cd en
las curvas características. Como se sabe que la
línea de carga de ca interseca la línea de carga de
cd en el punto Q, la línea de carga de ca se construye de
la ecuación
Donde Rca es la resistencia equivalente de ca en el lazo
colector-emisor.
Paso 5 Determinar la máxima excursión
simétrica posible enla tensión de salida requiere
el uso de la línea de carga construida en las curvas
características. Si el punto Q se encuentra en la mitad
superior de la línea de carga de ca, se resta ICQ del
máximo valor de iC. Si el punto Q se halla en la mitad
inferior de la línea de carga de ca, ICQ es la
máxima amplitud para la corriente de salida de ca del
transistor. Entonces, la máxima excursión
simétrica pico a pico en la tensión de salida
está dada por
Procedimiento de diseño
En problemas de diseño, se trabaja primero con el lado
colector-emisor del transistor más que en el lado
base-emisor. Existen dos condiciones por satisfacer. La primera
coloca el punto Q en el centro de la línea de carga de ca
para máxima excursión en la tensión de
salida. La segunda limita ICQ al valor requerido para
proporcionar salida salida simétrica para una entrada
dada.
Paso 1 Para colocar el punto Q en el centro de la línea de
carga, utilícese la siguiente ecuación.
Paso 2 Utilícese la línea de carga de ca
para determinar VCEQ.
donde
Paso 3 Si no existen otras restricciones,
selecciónese RB para estabilidad en la
polarización.
Paso 4 Utilícese la ecuación de
polarización para determinar VBB.
Paso 5 Encuéntrese R1 y R2
a partir de RB y VBB.
Paso 6 Determínese v0(p-p)
(máxima salida simétrica pico a pico) como en el
paso 5 del procedimiento de
análisis.
Diseño por debajo de máxima
excursión
Como se comentó antes, no siempre es deseable
diseñar un amplificador para máxima
excursión de salida posible. Si la señal de entrada
es pequeña, el punto de operación se mueve solo una
distancia pequeña en ambos lados del punto Q y nunca llega
cera del corte o la saturación. En ese caso,
diseñar un amplificador con el punto Q en la mitad de la
línea de carga desperdicia potencia. La potencia disipada
en condición estacionaria es más de la necesaria
para operar sin distorsión. En esta sección, se
modifica el criterio anterior de diseño para permitir la
localización del punto Q por debajo de la línea de
carga.
6. Amplificador emisor
seguidor (colector común)
El amplificador emisor seguidor (ES), o colector
común (CC), se ilustra en la figura 2.24. Su salida se
toma de emisor a tierra en vez
de tomarla de colector a tierra, como en el caso del EC. Este
tipo de configuración para el amplificador se utiliza para
obtener una ganancia de corriente y ganancia de potencia.
El EC tiene un desfasamiento de 180° entre las tensiones de base y
colector. Esto es, conforme la señal de entrada aumenta de
valor, la señal de salida disminuye. Por otra parte, para
un Es, la señal de salida esta en fase con la señal
de entrada. El amplificador tiene una ganancia de tensión
ligeramente menor que uno. Por otro lado, la ganancia de
corriente es significativamente mayor que uno.
Análisis en ca y diseño de amplificadores
ES
Los procedimientos
para diseño y análisis de amplificadores ES son los
mismos que para amplificadores EC. Los únicos cambios se
dan en las ecuaciones para Rca, Rcd y la
excursión en la tensión de salida. La
excursión de salida para el ES está dada
por
Autor:
Alberto Guillermo Lozano Romero