Monografias.com > Sin categoría
Descargar Imprimir Comentar Ver trabajos relacionados

Dispositivos de control (página 2)



Partes: 1, 2

Al aplicar una tensión Ve en el emisor, el transistor
permanece bloqueado hasta tanto no se alcance el voltaje pico Vp,
el cual está dado por la siguiente expresión:

Vp = Vd + Va = Vd + n Vbb

Cuando el diodo de emisor entra en conducción, debido a
que la región p está fuertemente contaminada y la n
no, se inyectan huecos a esta parte inferior. La ligera contaminación de esta región
proporciona un tiempo de vida
largo para estos huecos, produciéndose así una
trayectoria de conducción entre emisor y base B1. Cuando
fluye esta corriente, es claro que la resistencia Rb1
disminuye debido al efecto de modulación
de conductividad. Al disminuir esta resistencia, la
tensión Va también disminuye, con lo cual se
obtiene una mayor inyección de corriente de emisor. Debido
a la disminución de tensión y aumento de corriente
se presenta una región de resistencia negativa, alcanzando
valores de
hasta 100 k( para bajos niveles de corriente.

En la figura 3 se muestra la curva
característica del UJT.

Monografias.com

Figura 3. Curva Característica del
UJT

Cuando los niveles de voltaje aplicados al emisor son menores
que Vp, el diodo D está inversamente polarizado, con lo
cual circula una pequeña corriente inversa de juntura.
Cuando la tensión Ve se hace igual a Vp, el diodo entra en
conducción iniciándose aquí la trayectoria
en la curva de la región de resistencia negativa y
circulando una pequeña corriente Ip.

Debido al fenómeno de modulación de
conductividad, la corriente empieza a crecer mientras el voltaje
disminuye hasta que finalmente se llega a un valor de
saturación, en el cual la resistencia Rb1 se hace
constante en el valor Rs (aproximadamente 5 ( – 30 (), con
valores bajos de tensión y niveles altos de corriente,
terminando aquí la región de resistencia negativa y
empezando la de saturación.

Sobre la característica tensión-corriente se
destacan tres zonas de trabajo y
funcionamiento:

– Región de bloqueo: el diodo está inversamente
polarizado, la corriente Ie es menor que el valor de Ip.

– Región de resistencia negativa: los valores de
corriente están comprendidos entre Ip e Iv.

– Región de saturación: en esta región la
resistencia vuelve a ser positiva, teniéndose niveles de
corriente por encima de Iv.

-ESTABILIZACION

Las características mas importantes del UJT se resumen
en la ecuación:

Vp = Vd + n Vbb

En aplicaciones tales como osciladores y temporizadores no es
conveniente tener variaciones en el valor de Vp, pues la
exactitud de estos circuitos
dependerá de la invariabilidad de Vp. Sin embargo, tanto
Vd como n son parámetros dependientes de la temperatura
por lo cual es necesario estudiar su incidencia sobre Vp.

En primer lugar Vd disminuye al aumentar la temperatura,
siendo esta variación del orden de -2mV/°C. El valor
de n también disminuye aunque no en grado apreciable con
el aumento de temperatura ya que:

n = Rb1/(Rb1 + Rb2) = Rb1/Rbb

En términos generales se tiene que Vp disminuye al
aumentar la temperatura. Ahora bien, el valor de Rbb es
fuertemente dependiente de la temperatura puesto que es la
resistencia en un material semiconductor. Sin embargo su efecto
en la tensión Va es despreciable, puesto que este valor
depende de n y la variación de n es despreciable.

Con el ánimo de compensar la variación en el
diodo, se conecta una resistencia R2 externa en serie con Rb2, es
decir al terminal B2 . Bajo estas condiciones se tiene:

Va = Vbb Rb1/(Rb1 + Rb2 + R2)

Va = Vbb Rb1/(Rbb + R2)

dividiendo por Rbb,

Va = n Vbb/(1 + (R2/Rbb))

Si la temperatura baja el valor de Rbb baja, con lo cual el
factor R2/Rbb sube y por consiguiente Va baja.

Si la temperatura sube el valor de Rbb sube, con lo cual el
factor R2/Rbb baja y por consiguiente Va sube.

Puede observarse entonces que las variaciones de Vd pueden ser
compensadas con las de Va ya que estas ocurren en sentido
opuesto, de tal forma que se mantiene el valor de Vp
aproximadamente constante.

Ahora, el rango de trabajo de la fuente de polarización
Vbb está comprendido entre 10 y 35 voltios, lo cual hace
que R2 varíe entre 50 ( y 1 k(.

Empíricamente se han encontrado los siguientes valores
para compensación:

R2 = 100 ( para trabajo entre -55°C y 25°C

R2 = 400 ( para trabajo entre 25°C y 100°C

En términos generales se obtiene una buena
compensación con R2 = 100 (.

-Impedancia de carga

Cualquiera de los tres terminales del UJT puede ser usado para
obtener una señal de salida, siendo el mas utilizado el
terminal correspondiente a la base B1, por lo cual es necesario
adicionar una resistencia R1 externa como se muestra en la figura
4.

El valor de R1 está limitado a valores típicos
de 100 (, aunque en algunas aplicaciones se utilizan transformadores
de pulsos.

Monografias.com

Figura 4. Resistencias
externas al UJT

-Aplicaciones

El oscilador de relajación es el corazón de
muchos timers y circuitos osciladores. La figura 5 muestra un
circuito típico constituido por un UJT, una red ReCe, las
resistencias de carga y compensación R1 y R2, así
como las formas de onda desarrolladas en cada uno de los
terminales.

El circuito trabaja de la siguiente forma: Cuando se prende la
alimentación, el condensador Ce se carga a
través de Re hasta que se alcanza el nivel Vp. En este
punto, el UJT entra en conducción haciendo que la
resistencia Rb1 tienda a un valor cercano a cero, permitiendo que
un pulso de corriente correspondiente a la descarga del
condensador fluya por R1 y de esta forma se desarrolle
también un pulso de voltaje en el terminal B1.
Simultáneamente con el pico positivo en B1, aparece uno
negativo en B2. Esto sucede debido a que la repentina
caída en Rb1 provoca también una repentina
reducción en la resistencia total entre Vbb y tierra, y
consecuentemente un incremento en la corriente por R2, el cual
provoca una mayor caída a través de R2 creando
finalmente un pico de voltaje negativo en el terminal B2.

Monografias.com

Figura 5. Oscilador de Relajación con
UJT

En el terminal de emisor, se desarrolla una señal
diente de sierra, la cual no es totalmente lineal debido a la
carga exponencial del condensador puesto que este no se carga a
una rata constante. Por otro lado, la parte baja de la
señal no es exactamente cero voltios. Hay dos razones para
que esto ocurra:

– El voltaje emisor-base B1 jamás alcanza el valor
cero, sino el voltaje de valle Vv.

– Hay siempre alguna caída de voltaje a través
de R1, debido a la corriente que fluye a través del
UJT.

Asumiendo que el condensador está inicialmente
descargado, al aplicarse la tensión de
polarización, este trata de cargarse hasta el valor de
fuente con una constante de tiempo dada por ReCe. Cuando el
voltaje sobre el condensador se hace igual al valor Vp del UJT,
éste se dispara, entrando en conducción, aumentando
la corriente de emisor y disminuyendo la tensión, o sea
que el condensador empieza a descargarse a través de la
baja impedancia que ve entre emisor y tierra. La constante de
descarga será aproximadamente R'Ce, donde R' es la suma de
R1 y la resistencia del diodo. Es claro que la constante de carga
es mucho mayor que la de descarga.

Cuando el condensador se descarga, entra de nuevo el UJT en la
región de bloqueo puesto que la tensión en el
terminal de emisor se hace menor que el voltaje Vp. Al iniciarse
nuevamente el proceso, se
repite el ciclo.

Puesto que el circuito anterior es un oscilador a resistencia
negativa, es necesario cumplir con la condición general
impuesta para este tipo de circuitos, y es que la línea de
carga corte la característica en su región de
resistencia negativa.

La ecuación de la línea de carga está
dada por:

Vbb = Re Ie + Ve

Dependiendo del valor de Re, se pueden obtener varias
curvas:

-Sea Re = Re1 = valor grande de resistencia

Si Ve = 0 entonces Ie = Vbb/Rmáx

Si Ie = 0 entonces Ve = Vbb

Con estas dos ecuaciones
límites
se puede trazar la recta de carga. Es claro que si Re1 es elevado
el valor de Ie tiende a cero. Bajo estas condiciones dicha
línea de carga cortaría la curva
característica en la región de bloqueo.

-Sea Re = Re2 = valor bajo de resistencia

Si Ve = 0 entonces Ie = Vbb/Rmín

Si Ie = 0 entonces Ve = Vbb

Con estas dos ecuaciones límites se puede trazar la
recta de carga. Es claro que si Re2 es bajo el valor de Ie tiende
a ser elevado. Bajo estas condiciones dicha línea de carga
cortaría la curva característica en la
región de saturación.

-Sea Re = Re3 = un valor medio de resistencia

Si Ve = 0 entonces Ie = Vbb/Re3

Si Ie = 0 entonces Ve = Vbb

Monografias.com

Figura 6. Rectas de carga en UJTs

Con estas dos ecuaciones límites se puede trazar la
recta de carga. Bajo estas condiciones dicha línea de
carga cortaría la curva característica en la
región de resistencia negativa.

En la figura 6 pueden apreciarse esta serie de
situaciones.

En términos generales se tendría:

Remín ( Re ( Remáx

El valor de Remáx debe ser tal que permita obtener el
nivel mínimo de corriente, o sea Ip. Por lo tanto la
ecuación se transformaría en:

Vbb = Remáx Ip + Vp

Remáx = (Vbb – Vp)/Ip

Por otro lado, el valor de Remín debe ser tal que
permita obtener el nivel máximo de corriente, o sea Iv.
Por lo tanto la ecuación se transformaría en:

Vbb = Remín Iv + Vv

Remín = (Vbb – Vv)/Iv

En términos generales el valor de Re está
comprendido entre 3 k( y 3 M(, y el condensador varía
entre .01 &µF y .5 &µF.

El período de oscilación está dado por la
expresión:

T = Re Ce ln (1/(1-n))

Esta ecuación proviene de la expresión de carga
del condensador:

Vc(t) = Vf + (Vi – Vf) e(-t/ReCe)

Vc(t) = Vbb (1 – e(-t/ReCe))

en t = T Vc(t) = Vp

reemplazando estos valores: T = Re Ce ln (Vbb/(Vbb – Vp))

ahora, Vp = Vd + n Vbb = n Vbb, con lo cual

T = Re Ce ln (1/(1-n))

Ejemplo

Dado un oscilador de relajación con UJT que trabaja con
una relación intrínseca n = .7 y con Re = 100 k( y
Ce = .5 &µF, calcular el período y la frecuencia
de trabajo, así como el voltaje Vp de disparo suponiendo
una fuente de polarización de 20 voltios.

T = 100 k( .5 &µF ln (1/(1-.7))

T = 60 ms

f = 1/T = 1/60 =16.6 Hz

Vp = Vd + nVbb = .6 + .7 20 = 14.6 v

Transistor
Programable PUT

Aunque tienen nombres similares, el UJT y el PUT son
diferentes en construcción y en modo de operación.
La designación se ha hecho en base a que presentan
características tensión-corriente y aplicaciones
similares .

Mientras que el UJT es un dispositivo de dos capas, el PUT lo
es de cuatro capas. El término programable es usado porque
los valores de Rbb, n y Vp pueden controlarse mediante una
red externa. En
la figura 7 puede observarse la conformación física y circuital
del PUT.

Monografias.com

Figura 7. Conformación física
y circuital del PUT

Cuando no hay corriente de compuerta el voltaje desarrollado
en dicho terminal es:

Vg = Vbb Rb1/(Rb1 + Rb2) = n Vbb

El circuito no se disparará hasta tanto el potencial en
el terminal de ánodo no sea superior en el voltaje de
polarización directa de la juntura pn entre ánodo y
compuerta y el voltaje de compuerta. Por lo tanto:

Vak = Vp = Vd + Vg = .7 + n Vbb

La curva tensión-corriente que representa la
característica de funcionamiento del PUT es mostrada en la
figura 8.

Monografias.com

Figura 8. Curva tensión – corriente
del PUT

Mientras la tensión Vak no alcance el valor Vp, el PUT
estará abierto, por lo cual los niveles de corriente
serán muy bajos. Una vez se alcance el nivel Vp, el
dispositivo entrará en conducción presentando una
baja impedancia y por lo tanto un elevado flujo de corriente.

El retiro del nivel aplicado en compuerta, no llevará
al dispositivo a su estado de
bloqueo, es necesario que el nivel de voltaje Vak caiga lo
suficiente para reducir la corriente por debajo de un valor de
mantenimiento
I(br).

Aplicaciones

El PUT es utilizado también como oscilador de
relajación. Si inicialmente el condensador está
descargado la tensión Vak será igual a cero. A
medida que transcurre el tiempo éste adquiere carga.

Cuando se alcanza el nivel Vp de disparo, el PUT entra en
conducción y se establece una corriente Ip.

Luego, Vak tiende a cero y la corriente aumenta. A partir de
este instante el condensador empieza a descargarse y la
tensión Vgk cae prácticamente a cero. Cuando la
tensión en bornes del condensador sea
prácticamentet cero, el dispositivo se abre y se regresa a
las condiciones iniciales.

En la figura 9 puede observarse la configuración
circuital para el oscilador.

Ejemplo

Se tiene un oscilador de relajación que trabaja con un
PUT, el cual presenta las siguientes características:

Ip = 100 &µA, Iv = 5.5 mA y Vv = 1 v.

Si el voltaje de polarización es de 12 v y la red
externa es la siguiente: Rb1 = 10 k(, Rb2 = 5 k(, R = 20 k(, C =
1 &µF y Rk = 100 k(, calcular Vp, Rmáx,
Rmín y el período de oscilación.

Cálculo de
Vp

Vp = Vd + n Vbb, n = Rb1/(Rb1 + Rb2) = 10/15 = .66

Vp = .7 + .66 12 = 8.7 v

-Cálculo de Rmáx y Rmín

Puesto que el PUT es también un dispositivo de
resistencia negativa, tiene que cumplir con la condición
impuesta de que la recta de carga de trabajo, corte a la curva
característica tensión-corriente precisamente en la
región que presenta resistencia negativa. Si esto no
ocurre, el dispositivo puede permanecer o en bloqueo o en
saturación. Para garantizar que efectivamente se trabaje
en la región adecuada , debe escogerse al igual que en el
caso del UJT, el valor de resistencia comprendido entre unos
valores límites dados por Rmáx y Rmín.

Monografias.com

Figura 9. Oscilador de Relajación con
PUT

Rmáx = (Vbb – Vp)/Ip = 3.3/100 = 33 k(

Rmín = (Vbb – Vv)/Iv = 11/5.5 = 2 k(

Ahora, debe cumplirse con la condición:

Rmín ( R ( Rmáx , 2 k( ( R ( 33 k(

como puede observarse el valor tomado para R está entre
los límites establecidos ya que tiene un valor de 20
k(.

-Cálculo de T

T = RC ln(1 + Rb1/Rb2)

T = 20 k( 1 &µF ln(1 + 2) = 24 ms

Diodo
Shockley

Este dispositivo unidireccional posee cuatro capas y
únicamente dos terminales externos. En la figura 10 puede
observarse su conformación física, la
representación del dispositivo y su característica
tensión-corriente. Como lo indica la
característica, el dispositivo está en su estado
apagado hasta que se alcance el voltaje de ruptura V(br), momento
en el cual se produce el efecto de avalancha y por lo tanto la
conducción y encendido del mismo.

Monografias.com

Figura 10. Características del
Diodo

Cuando entre ánodo y cátodo se aplica una
tensión creciente pero inferior a V(br), la resistencia es
elevada y la corriente circulante es del orden de los
nanoamperios. Este estado corresponde al estado de bloqueo
estable.

Cuando se alcanza la tensión de ruptura, se penetra en
la región de resistencia negativa, con lo cual la
resistencia del diodo cae a valores muy pequeños. A partir
del valor I(br), denominada corriente de mantenimiento o de
sustentación, el diodo estará en su región
de conducción y permanecerá en ella siempre y
cuando subsista una corriente igual o mayor que esta.

Aplicaciones

El diodo Shockley puede ser también utilizado como
oscilador de relajación. La figura 11 muestra la
respectiva configuración circuital así como la
señal desarrollada.

Figura 11. Oscilador de
Relajación

Cuando la fuente de alimentación Vaa es conectada, el
condensador C trata de cargarse exponencialmente hacia este valor
a través de la resistencia R. Cuando el voltaje de ruptura
V(br) es alcanzado, el diodo entra en conducción y el
capacitor se descarga muy rápidamente a través del
dispositivo.

En este instante, el voltaje cae prácticamente a cero,
con lo cual también la corriente en el diodo cae por
debajo del nivel de sustentación, bloqueando nuevamente el
dispositivo y comenzando nuevamente el ciclo.

El período de oscilación es calculado mediante
la siguiente ecuación:

T = RC ln (1/(1-(V(br)/Vaa)))

Esta ecuación proviene de la expresión de carga
del condensador:

Vc(t) = Vf + (Vi – Vf) e(-t/RC)

Vc(t) = Vaa (1 – e(-t/RC))

en t = T Vc(t) = V(br)

reemplazando estos valores:

T = R C ln (Vaa/(Vaa – V(br)))

Suponiendo un voltaje de ruptura V(br) = 5 v, una
polarización Vaa = 15 v, R = 1 m( y C = 1 &µF se
tendría un período de oscilación de .4 s y
una frecuencia de 2.5 Hz.

Diodo AC
DIAC

El DIAC es básicamente una combinación paralelo
inversa de dos diodos de cuatro
capas, lo cual permite el disparo en ambas direcciones. La figura
12 muestra su conformación física, su
representación circuital y su característica
tensión-corriente.

La característica tensión-corriente muestra
claramente un voltaje de ruptura tanto para valores positivos
como para negativos, es decir que el único camino de
disparo del dispositivo es exceder los niveles de ruptura
± V(br).

Los voltajes de ruptura pueden variar entre 25 y 42
voltios.

Los niveles de corriente son de aproximadamente .2 mA

Figura 12. Características del
DIAC

La principal aplicación del DIAC radica en su
utilización como gatillo o disparador de Triacs.

Interruptor
controlado por compuerta GTO

El GTO es también un dispositivo de cuatro capas pnpn y
tres terminales externos. La figura 13 muestra su
conformación, su representación circuital y la
característica tensión-corriente.

Figura 13. Características del
GTO

La ventaja que presenta el GTO es que puede ser encendido o
apagado aplicando el pulso adecuado entre compuerta y
cátodo. Una consecuencia de esta capacidad de control es un
aumento en las magnitudes de corriente de compuerta requeridas
para el disparo. Valores típicos de esta corriente son del
orden de los 20 mA. Otra característica importante que
presenta el GTO es una conmutación mejorada: el tiempo de
encendido es prácticamente igual al de apagado
(típico 1 &µs).

Aplicaciones

El GTO puede ser utilizado como generador de barrido,
proporcionando una señal diente de sierra. Figura 14.

Figura 14. Oscilador con GTO

Al aplicarse la polarización al dispositivo, este entra
en conducción debido al voltaje Zener aplicado en
compuerta. La circulación de corriente por el condensador
permite su carga con una constante de tiempo RC, hasta alcanzar
el nivel del Zener y se invierta la polaridad en compuerta, con
lo cual se bloquea el GTO y el condensador se descargue a
través de R, comenzando nuevamente el ciclo.

Switch controlado de Silicio SCS

El SCS es un dispositivo de cuatro capas y cuatro terminales
externos. La adición de un cuarto terminal permite una
mayor flexibilidad en sus características y aplicaciones.
La conexión ánodo-compuerta es utilizada para
llevar al dispositivo de su estado de conducción a
bloqueo.

Figura 15. Características del
SCS

En la figura 15 puede observarse que un pulso de polaridad
negativa aplicado en compuerta de ánodo hará
conducir a T1 y por lo tanto a T2 iniciándose un proceso
regenerativo y por lo tanto una elevada circulación de
corriente entre terminales ánodo-cátodo. Si se
aplica un pulso positivo en esta misma compuerta o uno negativo
en la de cátodo se obtiene el estado de
circuito abierto del dispositivo.

En general, la corriente requerida en la compuerta de
ánodo para el disparo es mucho mayor que la requerida en
la compuerta de cátodo. Valores típicos de
corriente de compuerta de ánodo y de cátodo son
respectivamente 1.5 mA y 1 &µA.

Switch unilateral de
Silicio SUS

El SUS es también un dispositivo de cuatro capas que
tiene una compuerta de ánodo y un diodo Zener de bajo
voltaje entre los terminales de compuerta y cátodo. En la
figura 16 se muestra la conformación física, su
representación circuital y la característica
tensión-corriente.

En términos generales trabaja con compuerta abierta y
se saturará tan pronto como el voltaje de ánodo se
haga lo suficientemente alto, de tal forma que el diodo Zener
entre a conducir.

Figura 16. Características del
SUS

Switch bilateral de
Silicio SBS

El SBS es un dispositivo que consiste de dos SUS conectados en
antiparalelo. Actúa como un switch de voltaje
de disparo que puede ser accionado con cualquier polaridad. En la
figura 17 se muestran sus características.

Monografias.com

Figura 17. Características del
SBS

Rectificador
controlado de Silicio SCR

El SCR es el tiristor mas ampliamente conocido debido a las
numerosas aplicaciones en las cuales juega un importante
papel.

Este dispositivo unidireccional puede soportar altos niveles
de voltaje y corriente como ningún otro tipo de tiristor
puede hacerlo. Actualmente, pueden conseguirse SCR para controlar
corrientes del orden de mil quinientos amperios y voltajes de
hasta dos mil voltios.

El símbolo esquemático del SCR es mostrado en la
figura 18, en donde se observa que está constituido por
tres terminales externos denominados ánodo, cátodo
y compuerta.

Figura 18. Símbolo y equivalente de
un SCR

Como puede apreciarse, el sentido de conducción del
dispositivo es de ánodo a cátodo. La
operación del SCR puede entenderse mas fácilmente
si se visualiza su construcción en capas como la
interconexión de dos transistores pnp
y npn.

Si un voltaje positivo es aplicado entre los terminales de
compuerta y cátodo, se fuerza a que
el transistor T1 entre en conducción y por lo tanto
también T2. El transistor T2 alimenta a su vez a T1 de tal
forma que se inicia un proceso regenerativo que termina cuando
los dos transistores están en saturación. Este
proceso necesita solamente unos pocos microsegundos y es conocido
como enganche, debido a que los transistores continúan en
conducción así la señal de compuerta haya
desaparecido.

Cuando el SCR está activado, los terminales
ánodo-cátodo presentan una baja resistividad y una
pequeña caída de tensión de tal forma que su
comportamiento
es el de un switch cerrado. Cuando se lleva al bloqueo, la
impedancia entre terminales es muy elevada por lo cual circula
una pequeña corriente teniendo en este caso un
comportamiento de switch abierto.

El control del dispositivo se hace a través de la
compuerta, pues por este terminal se proporciona el nivel de
disparo que conmuta al dispositivo llevándolo de la
región de bloqueo a la de conducción. En la
región de conducción la resistencia dinámica que presenta el SCR tiene valores
típicos de .1 ohmios, mientras que en la región de
bloqueo la resistencia inversa es del orden de los 100 k-ohmios o
más.

En la gráfica de curva característica, figura
19, puede verse claramente la variación del voltaje de
ruptura V(bx) con respecto a los distintos niveles de corriente
aplicados en compuerta.

Figura 19. Curva característica de un
SCR

Si la corriente aumenta, el dispositivo se torna mas sensible
al disparo por señal aplicada en el terminal de
ánodo, mientras que si esta corriente tiende a valores muy
pequeños el voltaje de ruptura tiende a ser V(br).

Como lo indican las curvas, para que se pueda establecer la
conducción directa, el ánodo debe ser positivo con
respecto al cátodo. Esto sin embargo no es suficiente para
que efectivamente se entre en conducción. Es necesario
aplicar una corriente de compuerta que permita el encendido. Se
debe entonces aplicar un pulso positivo en compuerta que sea
capaz de entregar al menos la corriente mínima para que el
dispositivo sea llevado a conducción.

Una vez se esté en la región de
conducción, el dispositivo permanecerá en ella
hasta tanto circule al menos una corriente de mantenimiento ,
así se cambie la polaridad del pulso de compuerta.

Es necesario entonces, para abrir el SCR, recurrir a métodos de
desactivación los cuales son aplicados entre los
terminales ánodo y cátodo, y que básicamente
lo que hacen es drenar la corriente circulante. Entre los
mecanismos utilizados se encuentra el de corte del voltaje de
polarización, el de inversión de polaridad en el voltaje
aplicado y el de desvío de corriente por redes secundarias.

En la figura 20 puede observarse la gráfica de
características de compuerta en donde se distinguen las
distintas áreas para disparo.

Figura 20. Características de
compuerta

Cualquier combinación de voltaje y corriente que
esté fuera de la región sombreada, disparará
al dispositivo o dispositivos del mismo tipo.

Formas de Onda

Los términos mas populares para describir como por
medio de un SCR puede hacerse control sobre una carga dada, son
el ángulo de conducción y el retraso por disparo.
El ángulo de conducción hace referencia al
número de grados de un semiciclo de ac, durante el cual el
SCR está en conducción. El atraso en disparo hace
mención al número de grados en un semiciclo de ac
que transcurre antes de que el SCR sea llevado a
conducción. La figura 21 muestra las formas de onda en un
circuito de control para dos valores diferentes de ángulo
de atraso, tanto en los terminales del SCR (Vak) como en la carga
(Vo).

Figura 21. Angulos de atraso y
conducción

Como puede apreciarse, en t = t1 se aplica un pulso en
compuerta que hace que el dispositivo entre en conducción
presentando características de cortocircuito. Hasta tanto
no se alcance el tiempo t1, el voltaje en la carga es cero y toda
la tensión aplicada se desarrolla sobre los terminales del
SCR. A partir de este instante, la carga recibe todo el
suministro de potencia que se
entrega, mientras que el SCR tiene una tensión cero en sus
terminales pero con un elevado valor de corriente circulando.
Cuando la señal alterna aplicada hace su cruce por cero,
el dispositivo entra nuevamente en bloqueo ya que
prácticamente la corriente que se entrega es cero y el
voltaje en sus terminales cambia de polaridad. Bajo estas
condiciones la potencia que se entrega a la carga es nuevamente
cero y hasta tanto no vuelva a dispararse el SCR mediante una
señal de compuerta, este permanecerá bloqueado.

Triodo AC
TRIAC

Como el SCR, otro tiristor de amplia utilización es el
TRIAC. Este actúa también como un switch, con una
compuerta que controla los estados de conducción o bloqueo
a los que se puede llevar. A diferencia del SCR, el TRIAC es un
dispositivo bidireccional, pudiendo ser activado con niveles de
polaridad positiva o negativa en compuerta. La gran ventaja que
presenta el TRIAC es que puede ser utilizado en aplicaciones en
las cuales se requiere ejercer control sobre cargas ac, tales
como control de motores y
sistemas de
calentamiento.

El símbolo esquemático del dispositivo es
mostrado en la figura 22, así como su curva
característica.

Figura 22. Símbolo esquemático
y característica

Como se puede observar, puede asimilarse la
conformación de un TRIAC como dos SCR conectados en
antiparalelo con un sólo terminal externo de control,
compuerta, mediante el cual se produce el encendido en cualquier
dirección. Es decir, con cualquier sentido
de circulación de corriente en compuerta se logra la
conducción del dispositivo. También al igual que
para un SCR, la presencia de corriente de compuerta hace que el
voltaje de ruptura disminuya tanto mas, cuanto mas aumente la
corriente aplicada.

Como puede verse en la curva característica, el TRIAC
trabaja en dos cuadrantes: primero y tercero. En el primer
cuadrante el terminal T2 es positivo con respecto a T1 y en el
tercero T1 es positivo con respecto a T2. El voltaje de ruptura
en cualquiera de los dos cuadrantes debe ser mayor que el valor
pico de la señal aplicada, pues sólo de esta forma
puede garantizarse el control mediante el disparo por compuerta.
Si el valor pico de señal es mayor que el voltaje V(br),
el TRIAC se disparará y entrará en
conducción sin necesidad de señal de compuerta.

Una corriente de compuerta de cualquier polaridad pero de
amplitud específica puede disparar al dispositivo en
cualquiera de los dos cuadrantes siempre y cuando se cumpla la
condición anterior.

Una vez en conducción, el dispositivo
permanecerá en este estado hasta que la corriente
disminuya por debajo del valor de sustentación.

Ahora, puesto que el TRIAC puede ser disparado en cualquiera
de los dos cuadrantes mencionados, el diseñador puede
seleccionar la forma de control por medio de los siguientes modos
de disparo:

-Modo 1+ primer cuadrante con T2(+) y G(+)

-Modo 1- primer cuadrante con T2(+) y G(-)

-Modo 3+ tercer cuadrante con T2(-) y G(+)

-Modo 3- tercer cuadrante con T2(-) y G(-)

La sensibilidad del TRIAC es mayor en los modos (1+) y (3-),
ligeramente menor en el (1-) y mucho menor en el (3+). Debido a
que este último modo ofrece muy poca sensibilidad, cuando
la señal de compuerta tenga una sóla polaridad debe
escogerse esta negativa de tal forma que se trabaje en los modos
(1-) y (3-).

Formas de
Onda

La figura 23 muestra las señales
desarrolladas en los terminales del TRIAC (VT2T1) así como
las de la carga (Vo).

Figura 23. Señales en terminales y
carga

Como puede observarse el control que puede ejercerse es sobre
360°, a diferencia del SCR en el cual sólo se tiene
control sobre 180°.

Circuitos de Disparo
para Tiristores

Los mecanismos de disparo de dispositivos tales como SCRs y
TRIACs son clasificados en términos generales de acuerdo
al tipo de señal que se aplica en el terminal de
compuerta. Los métodos que para tal efecto se utilizan
son:

-Disparo dc

-Disparo ac

-Disparo por pulsos

Siendo los mas generalizados el ac y el de pulsos mediante la
utilización de gatillos.

Es conveniente aclarar que los dispositivos que permiten que
efectivamente, se pueda hacer un manejo de la potencia
suministrada a la carga, son el Rectificador Controlado de
Silicio SCR y el Triodo AC Triac.

El resto de dispositivos tales como el UJT, el PUT, el Diodo
Shockley y el DIAC son utilizados como elementos constitutivos de
los circuitos de disparo, para obtener la transición del
estado de bloqueo al de conducción de los dispositivos
mencionados inicialmente.

A continuación se muestran algunos circuitos
típicos con sus correspondientes formas de onda.

Para todos los circuitos mostrados, se supone que la
tensión aplicada es una señal alterna senoidal y
que la carga es resistiva.

Los dispositivos SCRs y TRIACs son disparados en un tiempo
arbitrario en el sentido de bloqueo a conducción.
Automáticamente en el cruce por cero de la señal
aplicada, estos se desactivan regresando nuevamente a su estado
inicial de bloqueo.

– Disparo ac

En la figura 24 se muestra un circuito con SCR que permite
hacer control sobre un ángulo de conducción de
90° en una señal alterna senoidal.

Figura 24. Disparo ac con SCR

El diodo D es utilizado para evitar que variaciones negativas
de la señal alterna aplicada lleguen al terminal de
compuerta.

Mediante el potenciómetro P se ajusta el ángulo
de retardo en el disparo del SCR, teniendo en cuenta que este
atraso puede ser como máximo 90°.

En la figura 25 se muestra un circuito con SCR que permite
hacer control sobre un ángulo de conducción de
180° en una señal alterna senoidal.

Durante el semiciclo negativo el diodo D conduce presentando
una baja impedancia y cortocircuitando prácticamente el
potenciómetro P. El condensador debe seguir las
variaciones de la señal aplicada, para lo cual debe
imponerse la condición de que Xc » Rl. Durante el
ciclo positivo el diodo se abre, permitiendo que mediante el
potenciómetro P se ajuste la constante de carga del
condensador, la cual puede ser manejada en un rango de 180° y
de esta forma se adquiera el nivel que permita el disparo del
Diodo Shockley y por lo tanto del SCR.

Monografias.com

Figura 25. Control sobre 1800

En la figura 26 se muestra un circuito con TRIAC que permite
hacer control de 360° en una señal alterna senoidal.
El circuito de disparo está conformado por el DIAC, el
condensador C, el potenciómetro P y la resistencia R. Los
valores resistivos permiten el ajuste de la constante de tiempo
de carga del condensador de tal forma que lenta o
rápidamente se alcance el nivel de disparo del DIAC y por
lo tanto se lleve a conducción el TRIAC.

Puesto que el DIAC es un dispositivo bidireccional, valores
positivos o negativos desarrollados sobre el condensador
harán que este alcance sus niveles de disparo, permitiendo
el control de la potencia suministrada a la carga tanto en
semiciclos positivos como negativos de la tensión
aplicada, obteniendo de esta forma un control de 180° sobre
cada semiciclo.

Figura 26. Circuito de disparo para
TRIAC

– Disparo por pulsos

Figura 27. Circuito de disparo con
UJT

En la figura 27 se muestra un circuito con SCR que permite
mediante la utilización de un UJT hacer control sobre un
ángulo de conducción de 180° en una
señal alterna senoidal.

En la figura 28 se muestra un circuito con TRIAC que permite
mediante la utilización de un UJT y un transformador de
pulsos hacer control en 360° en una señal alterna
senoidal.

Figura 28. Circuito de disparo para
TRIAC

Optoacopladores
de Potencia

La optoelectrónica se constituye en un soporte
fundamental de la tecnología de los
semiconductores. Los componentes
optoelectrónicos del estado sólido han llegado a
convertirse en herramientas
de primera mano para el diseño
de una amplia gama de aplicaciones, permitiendo a los ingenieros
la utilización de dispositivos de bajo costo, dentro de
un amplio rango de posibilidades, pero supremamente poderosos en
su aplicación.

Los acopladores ópticos u optoaisladores se constituyen
en una rama importante que permite nuevas alternativas de
diseño de
sistemas y circuitos en general.

Su funcionamiento se basa en el simple hecho de
detección de una luz emitida. La
entrada del acoplador es conectada a un emisor de luz y la salida
es un fotodetector. Los dos elementos están separados por
un aislante transparente y empaquetados en una sola
cápsula.

Existen varios tipos de acopladores ópticos u
optoaisladores. Por ejemplo, la fuente de luz puede ser una
lámpara incandescente o un diodo emisor de luz. De igual
forma, el fotodetector puede se una célula
fotovoltaica, un fotodiodo, un fototransistor o un SCR activado
por luz. Debido a las varias combinaciones de emisores y
detectores se han ensamblado también múltiples
tipos de empaquetamientos.

Los diodos emisores de luz (LEDs), en la porción
visible del espectro electromagnético, han eliminado
virtualmente el uso de lámparas incandescentes. Los
emisores infrarojos y los fotodetectores de silicio se
constituyen entonces en el corazón de los dispositivos
optoaisladores.

Los elementos emisores, tanto en el infrarojo como en el
espectro visible, emiten fotones cuando una corriente fluye en el
sentido de polarización directa de la juntura pn.

Los detectores, como los fotodiodos y fototransistores, han
evolucionado tecnológicamente saltando a los
fotodarlington y TRIACs activados por luz. Las innovaciones en el
diseño han creado dispositivos de altísima
sensibilidad, velocidad de
respuesta y bajo consumo. Los
mas recientes desarrollos en la tecnología de los
detectores han suministrado complejos circuitos de integración como por ejemplo la
incorporación de salidas lógicas con Schmitt
trigger para aplicaciones que requieren altas velocidades,
histéresis para inmunidad al ruido y
niveles lógicos de salida.

Los optoaisladores son circuitos que contienen al menos un
emisor que está ópticamente acoplado a un
fotodetector a través de un medio aislador. Debido a que
la información se transmite en forma óptica
a lo largo del camino de aislamiento, la transferencia es en un
solo sentido, es decir, la salida no afecta a la entrada. Este
aspecto es muy importante por cuanto el emisor puede ser
alimentado por bajos niveles de tensión y corriente,
mientras que el fotodetector puede alimentar niveles elevados de
DC y cargas AC.

El circuito de la figura 32 muestra como un optoacoplador
está conectado para servir de disparador de un
Rectificador Controlado de Silicio SCR, el cual a su vez maneja
una carga Resistiva.

Figura 32. Disparador de SCR

El SCR debe ser muy sensible en su disparo por compuerta, es
decir debe dispararse con niveles bajos de corriente, para de
estar forma garantizar que efectivamente el optoacoplador puede
suministrar a la salida la corriente adecuada de manejo.

Para solucionar este tipo de inconvenientes se han
implementado los optoacopladores de potencia que pueden manejar
corrientes del orden de los amperios en su salida, con
características adicionales propias para trabajo en
ambientes industriales.

Algunas de estas características hacen referencia a la
inmunidad al ruido, altas tensiones de aislamiento, soporte de
altas velocidades de variaciones de voltaje en sus terminales, y
empaquetamientos térmicamente eficientes entre otras.

Las aplicaciones en Controladores Lógicos Programables,
Controles Industriales, Control de Procesos
Distrubuidos, Controles de Temperatura, Automatización Industrial, etc, los hacen
indispensables en el diseño circuital de soporte.

En la figura 33 se muestra tanto el empaquetamiento
estándar de plástico
como el utilizado en los dispositivos de potencia.

Figura 33. Empaquetamientos de
optoacopladores

El empaquetamiento consiste de un diodo emisor infrarojo de
GaAs ópticamente acoplado con un fotodetector. Las
características del acoplador, presentadas en las hojas de
especificaciones de los fabricantes, se presentan en la siguiente
secuencia:

Características del LED

Características del fotodetector

Características del acoplador

Características de switcheo

La tabla mostrada a continuación, tomada de una hoja de
especificaciones de fabricantes, resume algunas
características de un dispositivo optoaislador con salida
en TRIAC.

LED de entrada TA = 25 OC

Característica

Símbolo

Valor

Unidades

Corriente directa

IF

50

mA

Corriente directa pico

IF(pk)

0.05

A

Voltaje Inverso

VR

6

Volts

TRIAC de salida TA = 25 OC

Característica

Símbolo

Valor

Unidades

Voltaje transiente máximo

VDRM

600

V(pk)

Rango de operación voltaje

VT

20 a 280

Vac

Rango de corriente on

IT

0.03-2

A

Rango de temperatura juntura

TJ

-40 a125

Volts

Acoplador TA = 25 OC

Característica

Símbolo

Valor

Unidades

Voltaje aislamiento

VISO

3750

Vac

Máximo dv/dt

dv/dt

400

Volts/&µs

Resistencia térmica

R(JC

8

0C/W

Temperatura de trabajo

TOPER

-40 a100

0C

Temperatura de almacenam.

TJ

-40 a150

0C

Switcheo

Característica

Símbolo

Min

Típico

Max

Unidades

Tiempo de retardo

td

0.07

&µS

Tiempo de elevación

tr

0.8

&µS

Tiempo de almacenamiento

ts

4.0

&µS

Tiempo de caída

tf

7.0

 

&µS

La figura 34 muestra el tipo de empaquetamiento y el
esquemático de un optoacoplador con salida en TRIAC.

Figura 34. Empaquetamiento de TRIAC

En la figura 35 se muestra un circuito típico de
aplicación de control de fase para una carga resistiva. Es
claro que la corriente de operación en estado de
conducción del TRIAC no debe exceder la máxima
corriente que puede manejar el dispositivo.

Monografias.com

Figura 35. Circuito de aplicación con
red de retardo R1C1

La red R1C1 conocida como snubber circuit es una red adicional
conectada al circuito para contrarestar el efecto de disparos
indeseables del TRIAC debidos a valores elevados de
variación de voltaje de salida dv/dt.

El efecto conocido como rate effect turn on method es
producido por una variación elevada del voltaje aplicado
entre los terminales de salida de los SCRs ó TRIACs que
fuerza al dispositivo a entrar en conducción produciendo
disparos indeseables y por lo tanto errores en el control.

Los fabricantes, en sus hojas de especificaciones, indican
este parámetro en términos de Voltios por
microsegundo, y se conoce como critical rate of rise.

Por ejemplo, si el parámetro suministrado por el
fabricante es de 20 Volts/&µs, nos está
indicando que si la tensión en la salida se eleva mas de
20 Volts en 1 &µs el dispositivo se disparará
sin señal de compuerta. Es claro que este valor limita la
máxima frecuencia en la línea conectada al
dispositivo.

La red snubber ayuda en el retardo en el tiempo de subida de
voltaje ya sea en el terminal de ánodo de los SCRs
ó de los TRIACs.

Por otro lado, debido a que los semiconductores son
susceptibles de daño
por los picos de corriente o de tensión producidos por
transientes, los fabricantes recomiendan el uso de MOVs (Metal
Oxide Varistors) que proveen de protección ante dichas
variaciones.

El MOV presenta un funcionamiento no lineal siendo su
impedancia dependiente del voltaje a través de él.
A bajos niveles de tensión la impedancia es alta y a
niveles altos la impedancia es baja. En condiciones normales de
funcionamiento el MOV presenta una elevada impedancia que no
afecta la operación del circuito. En presencia de un pico
elevado de voltaje el MOV cambia su impedancia a un valor bajo
manteniendo el voltaje en niveles seguros de
operación.

La figura 36 muestra un circuito típico en donde en
paralelo con el TRIAC de salida del optoacoplador se ha conectado
un MOV.

Figura 36. Circuito típico de
aplicación con red snubber y MOV

– Consideraciones Térmicas

Como se mencionó con anterioridad, un aspecto
importante a ser tenido en cuenta es el referente a los
disipadores de calor: La
seguridad y buen
funcionamiento de los componentes electrónicos dependen en
gran medida del grado de aireamiento y ventilación que
puedan tener.

Los fabricantes de componentes estiman que la vida útil
de un dispositivo en general se reduce en la mitad por cada 10 0C
de aumento en la temperatura normal de operación.

La mayoría de los SCRs y TRIACs son dispositivos que
manejan cantidades elevadas de potencia. Es posible entonces que
el case propio no sea suficiente para disipar el calor producido
por el tiristor. En los casos en que el case no sea el adecuado
para evacuar el calor producido en la juntura debe utilizarse un
disipador de calor.

La máxima potencia que el tiristor puede con seguridad
disipar es función de
la temperatura de la unión, de la temperatura del medio ambiente
y de la resistencia térmica. La resistencia térmica
es definida como la relación de la temperatura entre dos
puntos y la potencia existente.

La temperatura es medida entre el punto donde se genera el
calor y otro de referencia. En los semiconductores el calor es
producido en las junturas y el punto de referencia es el case, el
disipador y la temperatura ambiente.

Es claro entonces que la resistencia térmica es una
medida de que tan bien un dispositivo puede conducir el calor
fuera de las junturas. Sus unidades de medida son el grado por
watio (0C/W).

Las resistencias térmicas se consideran en serie como
resistores eléctricos por lo que pueden plantearse las
ecuaciones siguientes que relacionan las distintas temperaturas
con la potencia de disipación.

R(JA = R(JC + R(CS + R(SA

PD = (TJ – TA ) / (R(JC + R(CS + R(SA )

donde:

R(JA : Resistencia térmica juntura – ambiente

R(JC : Resistencia térmica juntura – case

R(CS : Resistencia térmica case – disipador

R(SA : Resistencia térmica disipador – ambiente

PD : Potencia disipada por el semiconductor

TJ : Temperatura de juntura

TA : Temperatura ambiente

Switcheo en Cruce
por Cero

En el diseño de circuitos de control de potencia con
tiristores pueden presentarse algunos problemas ya
que en el proceso de cierre o apertura de switches para
alimentación pueden ocurrir elevadas variaciones en la
línea en muy cortos periodos de tiempo.

Estas rápidas variaciones producen interferencias de RF
y potenciales daños cuando se trabaja con cargas
inductivas ya que el campo
magnético producido por la corriente que fluye colapsa
cuando ésta se hace cero generando un alto voltaje entre
sus terminales y creando arcos voltaicos cuyas descargas, en
forma de chispas, deterioran los elementos asociados al
circuito.

Para solucionar el problema se debe disparar el tiristor
cuando las variaciones de alimentación son cercanas a cero
voltios. Si no hay voltaje aplicado, o es cero, los niveles de
corriente serán también cercanos a cero. Algunos
fabricantes diseñan circuitos que cumplen con este tipo de
switcheo y se conecen como Zero Voltage Switching Circuits
ó ZVS.

Estos circuitos son diseñados y utilizados para ser
disparadores o gatillos de tiristores y fundamentalmente
están constituidos por una red de muestreo y
detección, un diodo limitador y un darlington de
impulsión. Los voltajes de operación dc son
proporcionados por una fuente interna la cual puede suministrar
alimentación a componentes externos y otros CIs.

En la figura 37 se puede observar el circuito de un SCR y un
TRIAC con disparo ZVS y en la figura 38 las formas de onda
aplicada y de salida en la carga.

Figura 37. SCR y TRIAC con ZVS

Monografias.com

Figura 38. Formas de onda obtenidas

La figura 39 muestra un IC típico de ZVS con su
conexionado externo para disparar un TRIAC. A través del
pin de control se activa o desactiva la compuerta del tiristor
para habilitar o deshabilitar el dispositivo.

El funcionamiento interno permite entonces llevar al TRIAC a
sus extremos de operación on u off siempre en los cruces
por cero de tensión aplicada, evitando de esta forma las
interferencias y posibles daños.

Monografias.com

Figura 39. Circuito integrado con
ZVS

Los fabricantes de dispositivos producen optoacopladores de
salida en TRIAC con circuito ZVS, al cual denominan ZVA ó
Zero Voltage Activate Circuit, inmerso dentro del
empaquetamiento. La figura 40 muestra el esquemático de un
elemento de este tipo.

Monografias.com

Figura 40. Optoacoplador con ZVS ó
ZVA

A diferencia de los optoacopladores denominados Random Phase
que pueden ser disparados en cualquier ángulo de fase,
la familia de
dispositivos con ZVA presentan una excelente solución para
interfazar circuitos de aplicación que trabajan con bajos
niveles de corriente, como circuitería lógica
y procesadores, con
cargas ac.

Estos dispositivos proporcionan suficiente corriente para
disparar tiristores que maneja valores considerables de corriente
y voltaje, a la vez que garantizan aislamientos elevados entre la
entrada y la salida.

Un ZVA integrado en el circuito del detector elimina
corrientes espúreas e interferencias
electromagnéticas protegiendo cargas y circuitos
asociados. Sin embargo, debe hacerse claridad en el hecho de que
estos dispositivos no pueden solos manejar corrientes elevadas
como los SSR (Solid State Relays). Por el contrario, deben ser
utilizados como gatillos o disparadores de tiristores que
verdaderamente estén diseñados para exigencias
elevadas de carga.

Básicamente el optoacoplador está constituido
por dos circuitos encapsulados en un solo integrado y aislados
eléctricamente: el que conforma el IRED y el detector con
ZVA. En la figura 41 se muestra el esquemático y en la
figura 42 la construcción interna del dispositivo.

Monografias.com

Figura 41. Esquemático del
Optoacoplador con ZVS ó ZVA

La circuitería del detector contiene dos SCRs en
antiparalelo, sensibles a la luz (LASCR : SCR activado por luz),
que trabajan como un TRIAC.

Cada una de las compuertas está conectada a un circuito
de detección de cruce por cero para asegurarse de que
aunque fluya una corriente en sentido de polarización
directa del LED, el detector no irá a conducción a
menos que el voltaje alterno aplicado esté haciendo
variaciones cercanas a los cero voltios.

Monografias.com

Figura 42. Construcción interna del
Optoacoplador

Al inyectar corriente a la entrada del optoacoplador la luz
producida por el LED activa al detector el cual queda en estado
de conducción (TRIAC activado) hasta que la corriente
pueda caer por debajo de la denominada corriente de
sustentación del tiristor. Cuando esto ocurre el detector
regresa nuevamente a su estado de apagado (TRIAC
desactivado).

En la figura 43 se muestra el circuito detector mas en
detalle. El LED está constituido por el diodo D1. El
transistor Q1 junto con Q2 que es sensible a la luz conforman el
LASCR. Los diodos D2 y D3 junto con Q3 forman un circuito
inhibidor para el disparo por cruce por cero.

Monografias.com

Figura 43. Circuito detallado del
optoacoplador

En la figura 44 se muestra un circuito típico de
aplicación para cargas resistivas. Las resistencias en los
terminales T2 y compuerta sirven para limitar la corriente y
estabilizar térmicamente al dispositivo.

Monografias.com

Figura 44. Circuito típico de
aplicación

La figura 45 muestra las formas de onda aplicadas y
desarrolladas en los terminales del optoacoplador y en la
carga.

Monografias.com

Figura 45. Formas de onda

Las cargas inductivas como los motores presentan algunos
problemas para los TRIACs ya que la corriente circulante no
está en fase con el voltaje aplicado.

Esto significa que si la corriente en el dispositivo
está cercana a la corriente de mantenimiento y éste
va al bloqueo entre sus terminales si pueden existir valores de
voltaje. Si estos voltajes cambian rápidamente el TRIAC es
redisparado y el control se pierde.

Se hace necesario entonces controlar la variación dv/dt
de tensión en el tiempo. Para ello se recurre a redes RC
conectadas en paralelo con el TRIAC externo de manejo de
potencia. El condensador se encarga de limitar la
variación dv/dt y la resistencia evita que se produzcan
picos de corriente cuando el dispositivo entra en
conducción. Como se mencionó con anterioridad estas
redes son conocidas como redes snubber.

Las figura 46 y 47 muestran las formas de onda de corriente y
voltaje en el TRIAC de potencia tanto para cargas resistivas como
inductivas.

Puede observarse que para las cargas inductivas cuando el
TRIAC deja de conducir la corriente en la carga se forma de
pequeños pulsos producidos por el voltaje de
línea.

Monografias.com

Figura 46. Formas de onda en carga
resistiva

Monografias.com

Figura 47. Formas de onda en carga
inductiva

Referencias

– Industrial Electronics: James t. Humphries

Delmar 1989

– Componentes Electrónicos: Siemens 1997

– Optoelectronics: Motorola Device Data 1995

 

 

 

 

Autor:

Rosmil Henry Diaz Zedano

Profesor: Ing. Ponce M.

Ciudad Universitaria, 2009

Universidad nacional Mayor de San Marcos

Universidad del Peru, Decana
de America

Facultad de ingenieria electrica y
electronica

Monografias.com

Partes: 1, 2
 Página anterior Volver al principio del trabajoPágina siguiente 

Nota al lector: es posible que esta página no contenga todos los componentes del trabajo original (pies de página, avanzadas formulas matemáticas, esquemas o tablas complejas, etc.). Recuerde que para ver el trabajo en su versión original completa, puede descargarlo desde el menú superior.

Todos los documentos disponibles en este sitio expresan los puntos de vista de sus respectivos autores y no de Monografias.com. El objetivo de Monografias.com es poner el conocimiento a disposición de toda su comunidad. Queda bajo la responsabilidad de cada lector el eventual uso que se le de a esta información. Asimismo, es obligatoria la cita del autor del contenido y de Monografias.com como fuentes de información.

Categorias
Newsletter