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Conceptos de Electrónica. Dispositivos electrónicos y Análisis de circuitos (página 2)




Partes: 1, 2, 3

Es posible construir rectificadores de onda completa mediante un puente de diodos o bien a partir de un transformador con derivación central.

  • RECTIFICADOR CON PUENTE DE DIODOS

Un puente de diodos como el mostrado en la figura 3.10 es en sí mismo un rectificador de onda completa, en la figura 3.11 se observa la señal aplicada y la señal resultante, obsérvese de la figura 3.10 que la señal de salida se mide a través de la resistencia R como es lógico.

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Figura 3.10 Puente rectificador de onda completa

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Figura 3.11 Formas de onda de entrada y de salida para un rectificador de onda completa.

Para un rectificador de onda completa se tiene que

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  • RECTIFICADOR CON TRANSFORMADOR DE DERIVACIÓN CENTRAL

El transformador

Un transformador como el mostrado en la figura 3.12 es una máquina estática diseñada exclusivamente para ser alimentada por fuentes de ca senoidales. El transformador tiene las siguientes características:

  • Transfiere energía eléctrica de un circuito a otro sin cambio de frecuencia

  • Lo hace bajo el principio de inducción electromagnética (Ley de Faraday)

  • Tiene circuitos eléctricos aislados entre sí (sin conexión eléctrica entre las bobinas), que son eslabonados por un circuito magnético común (mediante un núcleo de hierro laminado).

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Figura 3.12 El transformador monofásico

Un transformador consta de dos bobinas devanadas en un núcleo (de hierro) común, la bobina primaria que se conecta a la fuente de alimentación senoidal recibe el nombre de devanado primario y la bobina que se conecta al circuito de salida recibe el nombre de devanado secundario. Al aplicar un voltaje V1 en el devanado 1 se induce (de acuerdo a la ley de Faraday) un voltaje V2 en el devanado 2. Las siguientes ecuaciones definen completamente el comportamiento de un transformador monofásico:

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Cuando se utiliza un transformador con derivación central (o transformador con tap central; es un transformador que posee una salida central en el devanado secundario), es posible utilizar solamente dos diodos para diseñar un rectificador de onda completa, tal circuito se muestra en la figura 3.13.

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Figura 3.13 Rectificador de onda completa con transformador con derivación central

La rectificación se lleva a cabo como se muestra en las figuras 3.14 y 3.15, obsérvese que durante la mitad de onda positiva el diodo superior conduce y el diodo inferior no conduce; sucede lo contrario durante la otra mitad de onda

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Valor PIV. En este caso el valor pico inverso para cada diodo del rectificador de onda completa con transformador con derivación central debe ser al menos dos veces el valor máximo de la onda de entrada:

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(Para el rectificador de onda completa con transformador de tap central)

FUENTES DE ALIMENTACIÓN Y CI REGULADORES DE VOLTAJE

Una fuente de alimentación ideal es una fuente de voltaje continuo o como se denomina voltaje dc, tanto operando sin carga (en vacío) como operando con carga, la gráfica de la fuente de alimentación ideal debe ser una línea recta horizontal sin rizo.

COMPONENTES DE UNA FUENTE DE ALIMENTACIÓN

Una fuente de alimentación completa debe seguir el patrón mostrado en el diagrama de bloques de la figura 4.1.

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Figura 4.1 diagrama de bloques que muestra las partes de una fuente de alimentación.

A continuación se explica la función de cada uno de los elementos que integran la fuente de alimentación:

Transformador. Eleva o disminuye una señal de voltaje ac, los transformadores empleados en fuentes de alimentación para efectos electrónicos son generalmente transformadores reductores.

Rectificador. Rectifica la señal alterna que sale del transformador en una señal directa (que no alterna su polaridad) aunque esta señal es aún cambiante en magnitud, las fuentes de alimentación emplean rectificadores de onda completa construidos a partir de diodos (véase el capitulo referente a diodos).

Filtro. Filtra la señal que sale del rectificador y que es cambiante en amplitud, a una señal "casi continua" que sin embargo posee una pequeña variación denominada rizado. Los filtros se construyen a partir de circuitos R-C.

CI regulador. Convierte la señal de "casi continua" a "continua completamente", es decir se alimentan de un voltaje cambiante en amplitud y devuelven un voltaje fijo a su salida. Los reguladores se pueden construir a partir de transistores, aunque los hay de circuito integrado (CI).

DEFINICIÓN DE RIZO Y REGULACIÓN DE VOLTAJE

La señal de entrada al filtro es una onda rectificada completa, pero no continua, la salida será la superposición de dos ondas una onda continua y una onda alterna tal como se ilustra en la figura 4.2. La señal en cd es detectada por un voltímetro de cd, mientras que para detectar solamente la señal de ca es necesario conectar un capacitor en serie para bloquear la señal de cd, entonces la lectura del voltímetro de ca será el valor rms de ca. Bajo esta consideración se define al rizo como:

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En realidad el rizo es debido a la carga y descarga de los capacitores que forman parte de un filtro de capacitor.

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Figura 4.2 Forma de onda del filtro de voltaje que muestra los voltajes de cd y de rizo.

La regulación es una medida de la estabilidad del voltaje en vacío (cuando no hay carga conectada a la fuente) respecto al voltaje de plena carga (cuando hay carga conectada a la fuente de alimentación)

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Una regulación de 0% significa que se tienen una fuente de voltaje perfecta.

CALCULO DEL RIZADO A LA SALIDA DE UN RECTIFICADOR

La señal de salida de un rectificador se puede descomponer también en dos ondas, una componente directa y una componente alterna, entonces al aplicar la ecuación 4.1a se obtiene el % de rizado.

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El rizado del rectificador de onda completa es mejor que el rizado del rectificador de media onda.

Nota. Los valores de Vr (rms) =0.385 y Vr=0.308 (rms) para los rectificadores de media onda y onda completa respectivamente se dejan a demostración del lector.

FILTRADO

La siguiente tabla resume los tipos de filtros más comunes, así como el cálculo del rizado y el circuito asociado.

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Es posible conectar en serie varios filtros R-C para obtener un mejor rizado (cercano a cero), solo debe tenerse en cuenta que Vr representa el voltaje de rizado del filtro anterior así mismo sucede con Vdc.

REGULADORES DE VOLTAJE DE CI

Los reguladores de CI contienen los circuitos de la fuente de referencia: el amplificador comparador, el dispositivo de control y la protección contra sobrecarga. Los hay para voltaje fijo positivo (serie 7800) y voltaje fijo negativo (serie 7900), aunque también los hay de voltaje ajustable (LM317). Los reguladores de CI poseen tres terminales Vi (entrada), GND (tierra) y Vo (salida), las hojas de especificaciones listan los rangos de Vi para que se mantenga la salida Vo fija, también listan la cantidad de cambio en el voltaje de salida como resultado de un cambio en la corriente de carga (regulación de carga) o debido a un cambio en el voltaje de entrada (regulación de línea).

REGULADORES DE VOLTAJE FIJO

La serie 7800 ofrece CI reguladores de voltajes fijos positivos desde +5 a +24 volts, mientras que la serie 7900 ofrece CI reguladores de voltaje fijo negativo desde -5 a -24 volts, en la siguiente tabla se listan los CI reguladores de ambas series, obsérvese que en la nomenclatura los últimos 2 dígitos indican el voltaje nominal de salida.

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En la figura 18.26 se muestra la forma apropiada de conectar un CI regulador, en este caso el 7812, obsérvese que se tienen dos filtro de capacitor (C1 y C2), el primero es el filtro común, mientras que C2 es un filtro para ruidos de alta frecuencia.

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Figura 4.7 Conexión del regulador de voltaje 7812.

  • HOJA DE ESPECIFICACIONES DEL REGULADOR DE CI Monografias.com

A manera de ejemplo se muestra a continuación la hoja de especificaciones del regulador de CI Monografias.comde FAIRCHILD, en la parte inferior se da una breve explicaron de los parámetros más importantes.

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Voltaje de salida. Es el rango de voltajes de salida que el fabricante determina para cada dispositivo de la misma serie en particular (para el 7812 significa que puede variar entre 12 y 12.5).

Regulación de salida. Expresa el cambio en la salida (voltaje) como consecuencia de cambios en la corriente de carga. Para el 7812 la regulación de salida típica es de 4 mV para cambios en la corriente de carga desde 0.25 hasta 0.75 Amperes.

Corriente de salida de corto circuito. Es la corriente demandada por el CI cuando sus terminales se hayan bajo corto circuito accidental o debido a defectos en el CI.

Diferencia de voltaje. Representa la diferencia de Vi-Vo, es decir como se muestra en la tabla superior, la entrada siempre debe ser mayor que la salida para que el CI opere como regulador con la regulación de voltaje especificada. En el caso del 7812 la entrada debe ser mínimo 12+2=14 V, siendo 14-12=2 la diferencia de voltaje.

Corriente de salida pico. El 7812 tiene una corriente nominal máxima de 1.5 A; sin embargo puede soportar hasta 2.2 A máximos durante un breve periodo.

REGULADORES DE VOLTAJE AJUSTABLE

Los reguladores ajustables de 3 terminales permiten ajustar el voltaje de salida por medio de una terminal denominada ADJ (ADJUSTMEN). En la siguiente tabla se muestran algunos de ellos.

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En la figura 4.8 se muestra la forma correcta de conectar un regulador LM317 para obtener una salida variable a través de los resistores R1 y R2. En este circuito el voltaje de salida Vo, esta dado por:

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Entonces R2 se puede variar a través de un potenciómetro para obtener un nivel de Vo variable.

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Figura 4.8 Conexión del regulador de voltaje ajustable LM317

Los CI RC194 y RC195 se denominan reguladores de tensión duales (dual tracking regulators) debido a que generan a la salida dos voltajes de igual magnitud; pero de polaridad contraria.

Transistores bipolares de unión. BJT

De 1904 a 1947 en tubo de vació (presentado por J. A. Fleming en 1904) fue el dispositivo electrónico mas utilizado. Por esa misma época en 1906 Lee De Forest, presento un bulbo de tres terminales (el triodo) que sin embargo no tuvo aplicación inmediata. No fue sino hasta 1947 (el 23 de diciembre) cuando Walter H. Brattain y John Bardeen demostraron la acción amplificadora del transistor en los laboratorios Bell Telephone.

CONSTRUCCIÓN DEL TRANSISTOR

El transistor es un dispositivo de tres terminales que se construye uniendo tres capas de material semiconductor extrínseco. En la figura 5.1 se muestran los dos tipos de transistor BJT existentes, el transistor pnp y el transistor npn, cada uno con una forma de polarización correcta[7]Las terminales del transistor reciben los siguientes nombres: emisor E, base B y colector C, tal como se muestra en la figura. La capa del emisor se encuentra fuertemente dopada, la del colector ligeramente dopada, mientras que la de la base se encuentra muy poco dopada. La proporción de espesor total con respecto a la capa central (B) es 150:1, así mismo la proporción de dopado de las capas externas respecto a la capa central es cercana a 10:1.

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Figura 5.1 Tipos de transistores: (a) npn; (b) pnp

En este capítulo se estudia un tipo especial de transistor denominado Transistor Bipolar de Unión BJT, el término Bipolar refleja el hecho de que tanto electrones como huecos participan en el proceso de conducción.

OPERACIÓN DEL TRANSISTOR

La siguiente afirmación es la base para el entendimiento de las distintas configuraciones del transistor y debe comprenderse totalmente:

Regla de polarización del transistor. Si la unión pn de un transistor se encuentra en polarización directa (polarización de conducción); entonces la restante unión np debe encontrarse en polarización inversa.

Refiérase a la figura 5.1 para su comprensión.

Cuando el diodo se polariza siguiendo la consideración anterior, entonces por la unión polarizada en directa existe gran conducción, puesto que la región de agotamiento es muy estrecha tal como lo indica la figura 5.2, a diferencia de lo ancho de la región de agotamiento de la unión polarizada en inversa. En la misma figura se puede apreciar las corrientes resultantes, la mayor parte de corriente se dirige de emisor a colector, mientras que una corriente mínima se dirige de emisor a base. Aplicando la LCK al transistor se tiene que:

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Sin embargo y como es posible también apreciar de la figura 5.2, la corriente de colector, está formada por dos componentes:

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A la componente de corriente minoritaria se le denomina corriente de fuga y es del orden de entre 10-6 y 10-9 por lo que generalmente se desprecia (esta corriente es sensible a la temperatura).

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Figura 5.2 Flujo de portadores mayoritarios y minoritarios en un transistor pnp

CONFIGURACIONES DEL TRANSISTOR

Siguiendo la regla de polarización del transistor, son posibles tres configuraciones a continuación numeradas:

  • Configuración base común

  • Configuración emisor común

  • Configuración colector común

El término común se deriva del hecho de que en cada configuración la terminal con el adjetivo "común", es común tanto a la entrada como a la salida.

CARACTERÍSTICAS GENERALES DEL TRANSISTOR BJT

Las siguientes ecuaciones definen completamente las características del transistor BJT y serán explicadas a lo largo del capítulo:

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Ec5.2a. Cuando el transistor BJT se halla en estado encendido se produce una diferencia de potencial constante de 0.7 V entre las terminales base y emisor, es decir Vbe = 0.7 V, para cualquier nivel de corriente del emisor demandada por la red externa (red de carga).

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Simbología. La flecha dentro del símbolo del transistor define la dirección de la corriente del emisor como se puede apreciar en las figuras 5.3 (a) y (b).

CONFIGURACIÓN BASE COMÚN

La figura 5.3 muestra esta configuración, las curvas características del transistor bajo esta configuración, se muestran en las figuras 5.4 y 5.5. Las curvas de la figura 5.4 corresponden a las características de entrada o de excitación (Vbe, Ie), mientras que las curvas de la figura 5.5 corresponden a las características de salida (Vcb, Ic).

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La gráfica 5.4 relaciona los valores de corriente del emisor (Ie) al variar los valores de voltaje base emisor (Vbe), para distintos valores fijos de voltaje colector base (Vcb)

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Figura 5.5 Características de salida o del colector para un amplificador de transistor de base común.

La gráfica 5.5 relaciona los valores de corriente de colector (Ic) al variar los valores de voltaje colector base (Vcb), para distintos valores fijos de corriente de emisor (Vcb)

En esta curva se distinguen tres zonas:

  • Región de saturación. Es aquella región que inicia donde Vcb<0, es decir para valores negativos de Vcb. En esta región tanto la unión base-emisor como la unión colector-base se encuentran polarizadas en directa. Máxima corriente de colector.

  • Región de corte. Es aquella región donde la corriente de colector es cero Amperes. En esta región tanto la unión base-emisor como la unión colector-base del transistor se encuentran polarizadas en inversa. Corriente de colectar mínima.

  • Región activa. Es la región de operación normal y es la utilizada para los amplificadores lineales (sin distorsión), además en esta región la unión base/emisor se encuentra polarizada de forma directa, mientras que la unión colector/base se encuentra polarizada de forma inversa. De la gráfica 5.5 se puede comprobar directamente que la ec 5.2b es cierta, es decir Ie ( Ic.

CONFIGURACIÓN EMISOR COMÚN

La figura 5.6 muestra esta configuración, las curvas características del transistor bajo esta configuración, se muestran en las figuras 5.7 (a) y (b). Las curvas de la figura 5.7(b) corresponden a las características de entrada representada por una corriente de entrada (Ib) en función del voltaje de entrada (Vbe) para un rango de valores de voltaje de salida (Vce). Mientras que las curvas de la figura 5.7(b) corresponden a las características de salida, una corriente de salida (Ic) en función del voltaje de salida (Vce) para un rango fijo de corriente de entrada (Ib).

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Figura 5.6 Notación y símbolos empleados con la configuración de emisor común: (a) transistor npn; (b) transistor pnp.

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Figura 5.7 Características de un transistor de silicio en la configuración de emisor común: (a) características del colector; (b) características de la base.

En la región activa de emisor común se tiene la misma polarización para la base/emisor y colector/base que en la configuración base común.

CONFIGURACIÓN COLECTOR COMÚN

Esta configuración se muestra en la figura 5.8 y es utilizada principalmente para propósitos de acoplamiento de impedancias, ya que cuenta con una alta impedancia de entrada y una baja impedancia de salida, de forma contraria a las impedancias de las configuraciones de base común y emisor común.

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Figura 5.8 Símbolos y notación utilizados con la configuración de colector común (a) transistor pnp; ( b) transistor npn

Para propósitos prácticos, las características de salida para la configuración de colector común, son las mismas que para la configuración emisor común. Para esta configuración las características de salida se grafican como Ie en función de Vce para un rango de valores de Ib.

LA ACCIÓN AMPLIFICADORA DEL TRANSISTOR

La acción básica amplificadora del transistor se produce mediante la transferencia de una corriente I desde un circuito de baja resistencia a uno de alta resistencia. La diferencia en la resistencia (inherentes al transistor) se debe a la unión en polarización directa en la entrada (base-emisor) y a la unión en polarización inversa en la salida (base-colector) para el caso de las configuraciones base común y colector común.

La palabra transistor se deriva de este hecho:

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POLARIZACIÓN DE CD PARA BJT

Como se mostró en el capitulo anterior un transistor es un dispositivo amplificador. Sin embargo en realidad el nivel de potencia de la salida de ca mejorado en un transistor es resultado de una transferencia de energía proveniente de fuentes de cd aplicadas. En este capítulo se estudiará el comportamiento del transistor cuando es polarizado con fuentes de cd y se observará como las ecuaciones 3.3 a 3.5 son suficientes para el análisis del transistor BJT.

POLARIZACIÓN DEL BJT Y REGIONES DE OPERACIÓN

Los valores de corrientes y tensiones en cd en las terminales de un transistor se denomina punto de trabajo o punto de operación y se representa por Q (Quiescent operating point). En la figura 6.1 se muestran distintos puntos de operación, de los cuales al punto B es el mejor punto de operación.

Cuando el transistor BJT opera en la región lineal o región activa tiene características eléctricas lineales, que son aprovechadas para la amplificación (debido a que en esta región la distorsión es mínima). Para lograr este objetivo, se hace uso de fuentes de alimentación externas denominadas fuentes de polarización. Las fuentes de polarización cubren dos objetivos: proporcionan las corrientes y tensiones en cd necesarias para que el transistor opere en la región lineal y suministran energía al transistor de la que parte de ella va a ser convertida en potencia (amplificación).

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Figura 6.1 Distintos puntos de operación dentro de los límites de operación de un transistor

Para que el transistor BJT se encuentre operando dentro de la región lineal, deben cumplirse las siguientes condiciones:

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A continuación se resumen las polarizaciones adecuadas para que el transistor BJT opere en las regiones indicadas

Región de operación

Polarización

Base-emisor

Polarización

Base-colector

Región lineal

Directa

Inversa

Región de corte

Inversa

Inversa

Región de saturación

Directa

Directa

EL BJT BAJO POLARIZACIÓN FIJA

El circuito mostrado en la figura 6.2, se denomina de polarización fija, el análisis de tal circuito se presentará mediante un ejemplo demostrativo.

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Solución.

Aplicando el principio de superposición es posible separar la parte de ca de la parte de cd, en este análisis se llevará acabo únicamente el análisis cd.

En cd los capacitores se reemplazan por su equivalente (circuito abierto) además la fuente Vcc se divide en dos fuentes tal como se muestra en la figura 6.3.

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Figura 6.3 Malla base-emisor

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Figura 6.4 Malla colector-emisor

Luego se analizan separadamente las mallas base-emisor (figura 6.3) y colector-emisor (figura 6.4), aplicando LVK en cada caso. Así se tiene que:

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Determinación de la corriente de saturación

La corriente máxima para un diseño en particular que puede circular por el colector se denomina corriente de saturación, y está dada en el momento en que los puntos C y E se unen, es decir cuando VCE=0, tal como se muestra en la figura 6.5 y su valor se determina por:

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Nota. No se debe confundir la corriente de saturación con la corriente máxima del colector que se presenta en las hojas de especificaciones para un BJT en particular.

ANÁLISIS POR MEDIO DE LA RECTA DE CARGA.

Como se ha expuesto en capítulos previos, el análisis mediante la recta de carga consiste en hacer cruzar una línea recta que representa las características de la red con las curvas características del dispositivo en cuestión.

En el caso del transistor con polarización fija, la ecuación representativa del circuito obtenida a partir de un análisis de la red (ver figura 6.6(a)) es:

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Entonces al dibujar estos puntos sobre la gráfica de la figura 6.6(b) (que representa las características del dispositivo) y unirlos mediante una línea recta, se obtiene el punto de operación Q mostrado en la figura 6.7, para un determinado valor de Ibq.

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Figura 6.6 Análisis por medio de la recta de carga (a) red de polarización fija; (b) características del dispositivo BJT

Figura 6.7 Trazado de la recta de carga sobre las curvas características del dispositivo para la determinación del punto de operación Q.

EL BJT BAJO POLARIZACIÓN ESTABILIZADA EN EMISOR

La incorporación del resistor en el emisor para la polarización cd para el BJT (ver figura 6.8), proporciona una mejora en la estabilidad, es decir, la corriente y los voltajes en polarización cd permanecerán cercanos a los niveles establecidos por el circuito a pesar de cambios en las condiciones exteriores como la temperatura y la constante beta del transistor.

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DETERMINACIÓN DE LA CORRIENTE DE SATURACIÓN.

Aplicando un "corto circuito" entre las terminales colector-emisor como se muestra en la figura 6.11 se tiene que:

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ANÁLISIS POR MEDIO DE LA RECTA DE CARGA.

La ecuación de la malla colector-emisor que representa la polarización estabilizada den emisor es:

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Entonces al dibujar estos puntos sobre la gráfica que representa las características del dispositivo y unirlos mediante una línea recta, se obtiene el punto de operación Q mostrado en la figura 6.12, para un determinado valor de Ibq.

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Figura 6.12 Trazado de la recta de carga sobre las curvas características del dispositivo para la determinación del punto de operación Q. Para la polarización estable en emisor.

EL BJT BAJO POLARIZACIÓN POR DIVISOR DE VOLTAJE

En la polarización por divisor de voltaje mostrada en la figura 6.13, los valores de Icq y Vce, son independientes de la Beta del transistor, lo cual es deseable ya que B varía con la temperatura. El nivel de Ibq se alterará con cambios en beta, pero el punto de operación sobre las características definido por Icq y Vceq puede permanecer fijo si se emplean los parámetros apropiados del circuito, véase la figura 4.26

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El análisis de la configuración por divisor de voltaje, se llevará a cabo mediante un ejemplo demostrativo.

  • Ejemplo demostrativo. Determinar lo siguiente para la configuración de polarización por divisor de voltaje de la figura 6.15.

  • (a) Ic

  • (b) Vce

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Solución. La parte de entrada del circuito se puede redibujar como se muestra en la figura 6.16, luego es posible hallar el equivalente de Thévenin como se ilustra en las figuras 6.17 y 6.18 dando por resultado el circuito de la figura 6.19.

El análisis de la red se puede llevar a cabo mediante dos métodos a continuación presentados.

1. Método exacto

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2. Método aproximado

Este método solo se es aplicable cuando la siguiente condición se cumple:

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Si tal condición se cumple, entonces el primer paso es calcular El voltaje de base (Vb), esto se logra, redibujando la parte de la entrada de la figura 6.15 como se muestra en la figura 6.20, donde Ri es la resistencia entre la base y la tierra para el transistor con un resistor en el emisor (Re), y se relacionan por: Ri = (B+1)*Re ( BRe. Entonces aplicando la regla del divisor de voltaje, VB se calcula de la misma forma que Vth, es decir:

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Los resultados de Icq y Vcq son muy próximos a los valores reales. Mientras mayor sea el nivel de Ri comparado con R2, más cercana se encontrará la solución aproximada a la exacta.

DETERMINACIÓN DE LA CORRIENTE DE SATURACIÓN.

La ecuación para la corriente de saturación es la misma que para la configuración de polarización estabilizada en emisor, es decir:

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ANÁLISIS POR MEDIO DE LA RECTA DE CARGA.

Nuevamente la ecuación que define el circuito de salida es igual a la de polarización de emisor estabilizado, por lo que:

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EL BJT BAJO POLARIZACIÓN CON RETROALIMENTACIÓN DE VOLTAJE

Es posible obtener una buena estabilidad en la salida si el transistor se polariza como se muestra en la figura 6.21, de forma que exista retroalimentación del colector a la base por medio de la resistencia Rb.

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Figura 6.21 Configuración de polarización con retroalimentación de voltaje.

El análisis de la configuración con retroalimentación de voltaje, se llevará a cabo mediante un ejemplo demostrativo.

  • Ejemplo demostrativo. Determinar lo siguiente para la configuración de polarización con retroalimentación de voltaje de la figura 6.22(a).

  • (c) Icq

  • (d) Vceq

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Figura 6.22 Circuito de polarización con retroalimentación de voltaje.

Solución. El análisis se llevará a cabo separando el circuito en dos subcircuitos, la malla base-emisor mostrada en la figura 6.23 y la malla colector-emisor mostrada en la figura 6.24.

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DETERMINACIÓN DE LA CORRIENTE DE SATURACIÓN.

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ANÁLISIS POR MEDIO DE LA RECTA DE CARGA.

Nuevamente la ecuación que define el circuito de salida es igual a la de polarización de emisor estabilizado.

MÉTODO GENERAL PARA EL ANÁLISIS DE DIVERSAS CONFIGURACIONES DEL BJT CON POLARIZACIÓN EN CD

Son posibles muchas más configuraciones de polarización en cd; sin embargo el método de análisis es generalmente el mismo y se resume en lo siguiente:

  • 1. Separar el circuito en dos mallas, malla base-emisor y malla colector-emisor

  • 2. Aplicar la LVK en la malla base-emisor y calcular la corriente de base

  • 3. Calcular la corriente de colector

  • 4. Aplicar la LVK en la malla colector-emisor y calcular el voltaje de colector

CONCEPTO DE DISEÑO DE CIRCUITOS CON DISPOSITIVOS LINEALES

En las redes anteriores, el análisis consistía en que dado un circuito completamente definido se deseaba conocer los niveles de corriente y voltaje en las terminales del dispositivo. El proceso de diseño consiste en que dados los niveles de corriente y/o voltaje, se desea determinar los elementos requeridos para establecer dichos niveles. En general este proceso requiere un claro entendimiento de las características del dispositivo así como un firme entendimiento de las leyes básicas del análisis de circuitos. Los valores así obtenidos para los elementos deberán aproximarse a los valores comerciales para el diseño real del circuito.

  • Ejemplo demostrativo. A partir de las características del dispositivo de la figura 6.25(a), determinar Vcc, Rb y Rc para la configuración de polarización fija de la figura 6.25(b).

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Figura 6.25 (a) Curva característica y punto de operación; (b) Circuito de polarización fija.

Solución. De las ecuaciones para la configuración fija, y a partir de la recta de carga de la figura 6.25(a), se tiene que:

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La estabilidad en las distintas configuraciones de polarización

La estabilidad es una medida de la sensibilidad de la red ante la variación de alguno de sus parámetros. Para cualquier amplificador de transistor, la corriente de colector (Ic) es sensible a cada uno de los siguientes parámetros, los cuales a su vez son dependientes de la temperatura.

  • B: Se incrementa con la temperatura

  • |Vbe|: Disminuye cerca de 7.5 mV por cada incremento de la temperatura de un grado Celsius (ºC)

  • Ico (corriente de saturación inversa): Se duplica en su valor por cada incremento de 10ºC en la temperatura.

Para cada uno de estos parámetros se definen los siguientes factores de estabilidad S:

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Mientras mayor sea el factor de sensibilidad para un parámetro, más sensible será la red ante variaciones en ese parámetro.

La siguiente tabla muestra la variación de los parámetros del transistor de silicio al varia la temperatura.

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La siguiente tabla resume las ecuaciones que representan los factores de estabilidad para las configuraciones de polarización estudiadas anteriormente.

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Las relaciones Rb/Re o Rth/Re deberán ser lo más pequeñas posibles bajo las debidas consideraciones de todos los aspectos de diseño, incluyendo la respuesta ac.

APLICACIONES PRÁCTICAS DEL BJT

Se presentan a continuación un conjunto de aplicaciones prácticas de las muchas que son posibles diseñar con transistores BJT.

FUENTE DE CORRIENTE CONSTANTE CON TRANSISTOR BJT. FCC

Una fuente ideal de corriente constante se presenta en la figura 6.26, allí se asume que Beta (B) permanece siempre constante. Su equivalente, una fuente práctica de corriente constante se presenta en la figura 6.27, con este arreglo, la corriente de colector (Ic) permanecerá prácticamente constante para cualquier valor de la resistencia de carga. En este caso los parámetros R1, R2 y Re deben elegirse de forma apropiada para el valor deseado en Ic.

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Figura 6.26 Construcción de una fuente de corriente constante, asumiendo características ideales del BJT: (a) características ideales; (b) red; (c) demostración de la causa por la que Ic permanece constante.

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Figura 6.27 Red que establece una fuente de corriente prácticamente constante debido a su reducida sensibilidad ante cambios en beta.

COMPUERTAS LÓGICAS AND/OR CON TRANSISTORES BJT

En el capítulo correspondiente a circuitos con diodos se presentó el diseño de las compuertas AND y OR utilizando diodos y resistencias, a continuación se presentan las mismas compuertas; pero ahora a partir de transistores BJT.

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Figura 6.28 Compuertas lógicas BJT: (a) AND; (b) OR

TÉCNICAS PARA LA LOCALIZACIÓN DE FALLAS

Las siguientes mediciones básicas se deben llevar a cabo tal como se ilustra en las figuras correspondientes para detectar el estado (defectuoso o no) de un transistor BJT.

  • Para un transistor en estado de "encendido", el voltaje Vbe debe andar alrededor de 0.7 V. Figura 6.29.

  • Para el transistor amplificador típico en la región activa, Vce normalmente se encuentra de 25% a 75 del valor de la fuente de alimentación (Vcc). Figura 6.30

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TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO. FET

TABLA COMPARATIVA BJT v/s FET

En los capítulos anteriores se estudio el transistor bipolar de unión BJT, ahora se presentará un nuevo transistor: el transistor de efecto de campo FET (Field Efect Transistor), a diferencia del BJT, el FET es un transistor unipolar (donde solo electrones o huecos participan en el proceso de conducción)

La siguiente es una tabla comparativa del transistor BJT y el transistor FET

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Los FETS se clasifican en FETS de canal-n y FETS de canal-p de acuerdo al tipo de material de la región central de este dispositivo.

Con respecto a su construcción y material de dopado, los FETS se clasifican en:

  • El transistor de efecto de campo de unión, JFET (Junctión Field Transistor)

  • El transistor de efecto de campo metal-óxido semiconductor, MOSFET (Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor. Que a su vez se divide en dos tipos

  • MOSFET de tipo decremental

  • MOSFET de tipo incremental

El MOSFET se ha convertido en uno de los dispositivos más utilizados en el diseño y construcción de circuitos integrados para computadoras digitales, en parte debido a su estabilidad térmica.

ESTUDIO DEL TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO DE UNIÓN. JFET

CONSTRUCCIÓN Y CARACTERÍSTICAS DE LOS JFETS

La construcción básica de un transistor de efecto de campo de unión se presenta en la figura 7.2.

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Figura 7.2 Transistor de efecto de campo de unión (JFET), tipo canal- n.

Principio de operación. La presión (potencial) de una fuente en S, ocasionará un flujo de electrones hacia D, este flujo es controlado por la compuerta G (válvula). Obsérvese de la figura que los dos materiales tipo p se encuentran conectados entre sí y también con la terminal de la compuerta G.

CURVAS CARACTERÍSTICAS DEL JFET

El voltaje de la compuerta a la fuente denotado por Vgs es el voltaje de control para el JFET. Para el transistor BJT, las curvas características de Ic (corriente del colector = corriente del emisor) son funciones de Vce para diferentes niveles de Ib (corriente base o corriente de control). En el caso del transistor JFET, las curvas Id (corriente de drenaje = corriente de la fuente) son función del voltaje Vds (voltaje de la fuente al drenaje) para diferentes niveles de Vgs (voltaje de control o voltaje de compuerta).

  • El siguiente análisis corresponde a un JFET de canal-n. Nuestro objetivo es conocer el comportamiento del transistor para distintos niveles de Vgs.

Vgs=0 y Vds>0. En esta condición de polarización presentada en la figura 7.3 y graficada en la figura 7.4 (en realidad esta es una gráfica de la resistencia del canal-n del JFET: R =Vds/Id) se observa un incremento continuo de Id (corriente de drenaje) para valores cada vez más positivos de Vp. Sin embargo en el punto en que Vgs=0 y Vds=Vp, se observa que Idss permanece constante para cualquier valor de Vds>Vp y se dice que se ha alcanzado el nivel de saturación. Al valor de Vp que ocasiona este comportamiento se le denomina voltaje de estrechamiento, este nombre se asocia con el estrechamiento del canal-n, como se muestra en la figura 7.5. Adviértase que la corriente no decae a cero amperes, si no que solamente permanece constante, pero no solo eso, sino que además es la corriente máxima y se denomina corriente de drenaje máxima (Idss).

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Figura 7.3 JFET con Vgs = 0 y Vds > 0

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Figura 7.4 Id en función de Vds cuando Vgs = 0

Vgs<0. En la figura 7.6 se presenta una curva característica del JFET para tres niveles distintos de Vgs (0, -1 y -2 V), como se observa, voltajes mayores de la compuerta permiten mayores corrientes a través del canal para incrementos correspondientes de voltaje en la fuente (Vds), hasta un límite conocido como nivel de corriente de saturación para un nivel de Vgs fijo.

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Figura 7.6 Características de un JFET de canal-n con Idss = 8 mA y Vp = -4V

De la misma gráfica (7.6) es posible comprobar que: cuando Vgs = -Vp, el nivel de corriente de saturación será muy próximo a cero, es decir en este punto el JFET no conduce y se dice que se encuentra en estado de apagado.

La zona de la gráfica a la derecha del sitio de valores de estrechamiento se conoce como región de corriente constante, de saturación o de amplificación lineal y es la región empleada normalmente en los amplificadores lineales (amplificadores con mínima distorsión de la señal aplicada).

USO DEL JFET COMO RESISTOR CONTROLADO POR VOLTAJE

La región a la izquierda del sitio de estrechamiento en la figura 7.6 es conocida como región óhmica o de resistencia controlada por voltaje. Es en esta región donde el JFET puede ser utilizado como un resistor variable cuya resistencia sea controlada por el voltaje de la compuerta a la fuente (Vgs). A medida que Vgs se hace más negativo, la pendiente de la curva se hace más horizontal correspondiendo a un nivel de resistencia creciente. En esta región la resistencia variable se puede calcular como:

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SÍMBOLOS DE JFET

La figura 7.7 muestra los símbolos gráficos representativos del JFET de canal-n (fig. 7.7a) y del JFET de canal-p (fig. 7.7b)

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Figura 7.7 símbolos del JFET: (a) de canal-n; (b) de canal-p

CARACTERÍSTICAS DE TRANSFERENCIA

Para el transistor BJT la corriente de salida Ic y la corriente de control de entrada Ib se relacionan entre sí utilizando el factor beta, considerada como una constante, es decir:

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Esta es una ecuación lineal. Sin embargo este comportamiento lineal no ocurre con el JFET, La relación entre la corriente Id (variable de salida) y el voltaje de de la compuerta Vgs (variable de entrada) se encuentra definida por la ecuación de Shockley:

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Donde Idss y Vp son constantes para cada JFET en particular, obsérvese que Id es solo función de Vgs.

Un método gráfico para encontrar un valor particular de Id en función de Vgs y Vds involucra la intersección de dos curvas, la primera es una curva de transferencia definida por la ecuación 5.3 y la segunda es una curva de la ecuación de la red.

Determinación gráfica de la curva de transferencia. La graficación de la curva de transferencia se puede realizar directamente a partir de la ecuación 5.3 o bien a partir de una curva de características del JFET como la mostrada en la figura 7.6.

En la figura 7.8 se ha obtenido la curva de transferencia de un JFET a partir de la curva de la figura 7.6, obsérvese que se anotan en el eje horizontal negativo los valores de Vgs y luego se hacen corresponder con valores de Id sobre el eje vertical positivo, entonces al unir estos puntos se obtiene la gráfica de transferencia.

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Figura 7.8 Obtención de la curva de transferencia para las características de drenaje

Determinación matemática de la curva de transferencia. Mediante un análisis de la ecuación Shockley se han obtenido los puntos anotados en la Tabla T2. Estos puntos son válidos para todo JFET y son suficientes para el trazado de la curva de transferencia.

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RESUMEN DE ECUACIONES BÁSICAS Y COMPARATIVAS DEL JFET Y EL BJT

A continuación se presenta un conjunto de ecuaciones comparativas del JFET y el BJT háganse corresponder las primeras con la configuración mostrada en la figura 7.9(a) y 7.9(b) respectivamente.

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Consideraciones para el análisis. Recuerde que Vbe=0.7 V es la base para iniciar con un análisis de BJT, para un JFET debe iniciar considerando que Ig = 0 (corriente de compuerta), también para un BJT, Ib es el primer parámetro que debe determinarse, en el caso de un JFET es normalmente Vgs.

El MOSFET tipo decremental

Los transistores MOSFET o Metal-Oxido-Semiconductor (MOS) son dispositivos de efecto de campo que utilizan un campo eléctrico para crear un canal de conducción. Son dispositivos más importantes que los JFET ya que la mayor parte de los circuitos integrados digitales se construyen con la tecnología MOS. Existen dos tipos de MOS: MOSFET de canal N o NMOS y MOSFET de canal P o PMOS. A su vez estos transistores pueden ser incrementales o de acumulación (enhancement) o bien decrementales o de deplexión (deplexión). En la actualidad el MOSFET de tipo decremental esta en desuso, sin embargo se estudiará en esta sección ya que se observará que es un dispositivo que obedece a la ecuación de Shockley. La figura siguiente muestra los símbolos utilizados para representar MOSFETs de tipo decremental.

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Figura 7.10 Símbolos del MOSFET decremental. (a) Canal-n y (b) canal-p. En la figura superior la terminal del sustrato esta libre; en la figura inferior la terminal del sustrato está conectada a la fuente.

CONSTRUCCIÓN BÁSICA DEL NMOS DECREMENTAL

La figura 7.11 muestra la construcción básica de un MOSFET de tipo decremental de canal-n. El sustrato es la base sobre la que se construye el dispositivo y es de material de silicio tipo p, las terminales D y S están unidas al canal n por medio de regiones dopadas-n; sin embargo la terminal G se encuentra aislada del canal-n por medio de una capa delgada de dióxido de silicio el cual actúa como dieléctrico, algunos MOSFET ofrecen un cuarta terminal conectada al sustrato (etiquetada como SS en la figura) lo que resulta en un transistor de 4 terminales, en algunos otros esta terminal se conecta internamente a la fuente.

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Figura 7.11 Construcción del MOSFET de tipo decremental de canal-n.

OPERACIÓN BÁSICA Y CARACTERÍSTICAS DE TRANSFERENCIA PARA EL NMOS DECREMENTAL

El término decremental en el NMOS tipo decremental se debe al hecho de que al aplicar un voltaje negativo (Vgs < 0) entre la compuerta (G) y la fuente (S), se obtiene un respectivo decremento de los electrones de conducción en el canal-n como resultado de la repulsión de estos por la compuerta (polarizada negativa) y la atracción de huecos (+) desde el sustrato hasta el canal-n, hasta el punto en el que el voltaje Vgs = -Vp (nivel de estrechamiento) momento en el cual la corriente de drenaje es igual a cero (Id=0).

La gráfica de las característica de transferencia de un MOSFET tipo decremental de canal-n se compone de dos regiones, la primera es la región decremental y se encuentra entre el nivel de corte (Vp,0) y el nivel de saturación (0,Idss), la segunda la región incremental inicia cuando los valores de Vgs se hacen positivos con el respectivo incremento de la corriente de drenaje (Id).

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Tales puntos están situados en la región decremental de la curva de transferencia (como puede observarse a partir de los valores negativos de Vgs), para hallar el trazo de la gráfica en la región incremental se emplea la ecuación de Shockley, eligiendo un valor apropiado para Vgs de forma tal que la curva no se prolongue demasiado. Con este criterio si se hace que Vgs=+1 se tiene que:

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El resultado es la gráfica de transferencia que se muestra a continuación.

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Figura 7.12 Características de transferencia de un MOSFET de tipo decremental de canal-n.

MOSFET DE TIPO DECREMENTAL DE CANAL-P

En la figura 7.13 se muestra en (a) la construcción básica del MOSFET decremental canal-p, en (b) la gráfica de transferencia (Vgs - Id) y en (c) las características de drenaje (Vds - Id). La ecuación de Shockley sigue siendo aplicable y sólo se requiere aplicar el signo apropiado de Vgs y Vp en la ecuación.

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Figura 7.13 MOSFET tipo decremental de canal-p. (a) Construcción básica; (b) grafica de transferencia y (c) características de drenaje.

EL MOSFET TIPO INCREMENTAL

Para el MOSFET de tipo incremental, la curva de transferencia no está definida por la ecuación de Shockley, y la corriente de drenaje permanece en corte (Id=0) hasta que el voltaje compuerta-fuente positivo alcanza una magnitud especifica (Vt).

La figura siguiente muestra los símbolos utilizados para representar MOSFETs de tipo incremental.

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Figura 7.14 Símbolos del MOSFET incremental. (a) Canal-n y (b) canal-p. En la figura superior la terminal del sustrato esta libre; en la figura inferior la terminal del sustrato está conectada a la fuente.

CONSTRUCCIÓN BÁSICA

La construcción básica del MOSFET de tipo incremental de canal-n se muestra en la figura 7.15, obsérvese la ausencia del canal-n, que en el caso del MOSFET decremental unía las regiones dopadas-n de la fuente (S) y el drenaje (D), esta es la principal diferencia en la construcción de ambos tipos de MOSFET.

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Figura 7.15 Construcción del MOSFET de tipo incremental de canal-n.

OPERACIÓN BÁSICA Y CARACTERÍSTICAS PARA EL MOSFET INCREMENTAL

Como se ha hecho observar anteriormente, el MOSFET incremental de canal-n en estado desenergizado, no cuenta propiamente con un canal-n; sin embargo cuando este se polariza de tal manera que Vgs >0, los huecos (+) del sustrato (S) serán repelidos hacia el extremo opuesto, formándose un canal-n que unirá las regiones dopadas-n del drenaje (D) y la fuente (S)

La gráfica de características de transferencia del MOSFET tipo incremental de canal-n se muestra en la figura 7.16, allí se observa como la corriente de drenaje permanece igual a cero (Id=0) hasta el momento en que el voltaje de compuerta fuente positivo alcanza un nivel conocido como voltaje de umbral Vt, después de este punto se sigue un rápido incremento en la corriente de drenaje (Id) con el correspondiente avance de Vgs hacia valores cada vez más positivos, obsérvese también de la gráfica que este MOSFET opera únicamente en la región incremental.

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Figura 7.16 Gráfica de características de transferencia de un MOSFET de tipo incremental de cana-n a partir de las características de drenaje.

Para niveles de Vgs > Vt, la corriente del drenaje está relacionada con el voltaje compuerta-fuente aplicado mediante la siguiente relación no lineal:

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MOSFET DE TIPO INCREMENTAL DE CANAL-P

En la figura 7.17 se muestra en (a) la construcción básica del MOSFET incremental canal-p, en (b) la gráfica de transferencia (Vgs - Id) y en (c) las características de drenaje (Vds - Id). Las ecuaciones definidas para el MOSFET tipo incremental canal-n siguen siendo aplicables.

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Figura 7.17 MOSFET tipo incremental de canal-p. (a) Construcción básica; (b) grafica de transferencia y (c) características de drenaje.

RECOMENDACIONES DE PROTECCIÓN PARA UN MOSFET

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EL FET VERTICAL DE ÓXIDO-SILICIO. VMOS

Una de las desventajas del MOSFET típico son los bajos niveles de manejo de potencia (por lo general menos de 1 W) en comparación con los transistores BJT. Tal insuficiencia se supera al cambiar la forma del FET de una planar (figura 7.11) a otra en forma de V (figura 7.19). A este FET se le llama VMOS (Vertical Metal-Oxide-Silicon)

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Figura 7.19 Construcción de un VMOS (Vertical Metal-Oxide-Silicon).

Características principales del VMOS.

  • Comparados con los MOSFET planares disponibles comercialmente, los FET VMOS posee niveles reducidos de resistencia en el canal y mayores valores nominales, de corriente y de potencia

  • Poseen un coeficiente positivo de temperatura que actuará en contra de una posible avalancha térmica.

  • Los niveles reducidos de almacenamiento de carga dan por resultado tiempos de conmutación más rápidos para la construcción de VMOS en comparación de los niveles altos de conmutación para la construcción planar convencional. En efecto el tiempo de conmutación de un VMOs es ½ del tiempo de conmutación de un BJT.

ARREGLO COMPLEMENTARIO DE MOSFET. CMOS

Es posible tener un circuito lógico muy efectivo al construir un MOSFET de canal-p y de canal-n sobre el mismo sustrato, como se muestra en la figura 5.45. Observe a la izquierda el canal p inducido y a la derecha el canal n inducido para los dispositivos de canal-p y canal-n respectivamente. A esta configuración se le conoce como arreglo complementario de MOSFET, y se abrevia CMOS; tal configuración tiene extensas aplicaciones en lógica de computadoras.

La impedancia de entrada relativamente alta, las rápidas velocidades de conmutación, y los bajos niveles de potencia de operación de la configuración CMOS dan por resultado una disciplina totalmente nueva que se denomina diseño lógico CMOS.

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Figura 7.20 CMOS en conexión de inversor lógico.

POLARIZACIÓN DEL FET

En el capitulo anterior se realizo un estudio comparativo entre transistores BJT y FET, también se estudiaron los tipos dos tipos de FETS: JFET y MOSFET, se presentaron sus curvas características y las ecuaciones que las definen. En el presente capítulo se estudiaran circuitos con FETS aplicando las ecuaciones del capítulo previo. Los circuitos a estudiar corresponden a las diferentes configuraciones que ya se han presentado en el estudio de polarización de BJTs. Como es sabido, el análisis puede realizarse matemáticamente o bien gráficamente con muy poca diferencia en la exactitud de los resultados, se optará por realizar el análisis gráfico ya que este representa un significativo ahorro de tiempo y es ventajosamente más ilustrativo. Recuérdese que cuenta con un sistema de dos ecuaciones, la primera (no lineal) representa las características del dispositivo, mientras que la segunda (lineal) representa la configuración de la red y que el método matemático consiste en hallar una solución simultanea de las ecuaciones, mientras que el gráfico consiste en hallar la intersección de las curvas representativas de cada ecuación, tal intersección representa la solución y es el punto de operación, de trabajo o de estabilidad Q.

RESUMEN DE ECUACIONES PARA EL ANÁLISIS DE FETs

La siguiente tabla muestra las ecuaciones que definen las características de los transistores FETS con el objeto de que se consulten en los problemas de análisis.

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En la tabla siguiente se resumen las ecuaciones de red para cada una de las configuraciones allí mostradas, la determinación de tales ecuaciones se realiza aplicando correctamente las leyes de voltaje de Kirchoff a las mallas de la red.

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Tabla R1.

Configuraciones de polarización del FET

ANÁLISIS DEL JFET POLARIZADO EN CD

El análisis de polarización de cd para el JFET para distintas configuraciones de red, se mostrara mediante ejemplos demostrativos. El procedimiento genérico para el análisis del JFET es el siguiente:

  • 1. Trazar la curva de transferencia mediante los puntos clave de la ecuación de Shockley numerados en la Tabla T2.

  • 2. Elegir la ecuación de la recta de carga de la tabla r1, de acuerdo a la configuración de la red.

  • 3. Trazar la recta de carga sobre la curva de transferencia.

  • 4. Hallar el punto de operación Q.

  • 5. Determinar los otros parámetros de la red, mediante las ecuaciones correspondientes de acuerdo a la tabla r1.

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Figura 8.2 Análisis del JFET bajo configuración de polarización fija mediante la recta de carga.

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Figura 6.15 Análisis del JFET bajo configuración de autopolarización mediante la recta de carga.

En particular es posible demostrar que para la configuración de autopolarización, niveles crecientes de RS acercan la recta de carga al eje ID (eje vertical).

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Figura 8.6 Análisis del JFET bajo configuración por divisor de voltaje mediante la recta de carga.

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Figura 8.8 Análisis del JFET bajo configuración de compuerta común mediante la recta de carga.

ANÁLISIS DEL MOSFET TIPO DECREMENTAL POLARIZADO EN CD

El análisis en cd del MOSFET de tipo decremental es muy parecido al análisis del JFET en cd, debido a la semejanza de sus curvas de transferencia, la principal diferencia está en la forma de graficar la ecuación de Shockley para valores positivos de de VGS. Ya que como se ha estudiado, el MOSFET decremental permite valores positivos de VGS así como niveles de ID que exceden a IDSS.

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Figura 8.10 Análisis del MOSFET tipo decremental de canal-n, con configuración por autopolarización, mediante la recta de carga.

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La recta de carga se muestra en la figura 8.12, entonces el punto de operación es la intersección entre las dos curvas, es decir:

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En particular es posible demostrar que para la configuración de divisor de voltaje para el MOSFET decremental canal-n, niveles crecientes de RS acercan la recta de carga al eje VGS (eje horizontal).

DISEÑO DE AMPLIFICADORES CON FETS

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Introducción a los amplificadores con transistores. Modelos de pequeña señal

Hasta ahora se ha realizado el estudio de transistores cuando se polarizan en corriente directa (cd), en este capítulo se analizan circuitos con transistores que operan con señales de corriente alterna senoidal (ac). La naturaleza del análisis queda determinada por la magnitud de la señal ca aplicada a la red de transistores, por lo que existen técnicas de análisis de pequeña y gran señal. En cualquier caso, la red de transistores se representa por un modelo que es un circuito equivalente en el dominio de ac, en el caso de pequeña señal existen dos modelos: el modelo re y el modelo equivalente híbrido. El análisis completo incluye tanto las técnicas de polarización de cd como las técnicas de análisis de ca.

CIRCUITOS AMPLIFICADORES CON TRANSISTORES

Una de las aplicaciones más importantes de los transistores es el diseño de circuitos amplificadores. Un circuito amplificador es aquel que recibe una señal de entrada y produce una señal amplificada a su salida, esto significa que la potencia de salida es mayor que la potencia de entrada. En realidad los transistores amplifican señales de ca transfiriendo energía de fuentes de cd, es decir existe un intercambio de potencia de cd al dominio de ca que permite establecer una potencia mayor a la salida. Esto cumple totalmente con el principio de conservación de la energía, y se define a la eficiencia de conversión como:

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MODELO EQUIVALENTE DE TRANSISTORES BIPOLARES PARA ANÁLISIS DE AC

Para Efecto de análisis de pequeña señal de ca senoidal, las redes que involucran transistores BJT se deben modelar de acuerdo a las siguientes reglas:

  • 1. Hacer todas las fuentes de cd iguales a cero y reemplazarlas por un corto circuito equivalente.

  • 2. Reemplazar todos los capacitores por un corto circuito equivalente.

  • 3. Obtener un equivalente de todos los resistores en paralelo.

  • 4. Redibujar la red de una forma más lógica y conveniente.

  • Ejemplo demostrativo. Aplicar las reglas de de pequeña señal para hallar el equivalente de la red de la figura 9.1

Solución.

La red de la figura 9.2 es el resultado de aplicar los pasos 1 a 3, mientras que la red de la figura 9.3 es el resultado de aplicar el paso 4.

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PARÁMETROS DE CIRCUITOS DE DOS PUERTOS

En el dominio de ca y para efectos de amplificación de señales los transistores se modelan como redes de dos puertos, en la figura 9.4 se muestra una red de dos puertos.

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Figura 9.4 Red de dos puertos

Los parámetros de la red de dos puertos de listan en la siguiente tabla y su cálculo es directo a partir de la observación de la red.

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EL MODELO re DEL TRANSISTOR BJT

Como se ha indicado en la introducción, uno de los modelos para análisis de transistores de pequeña señal es el conocido como modelo re, el cual utiliza un diodo y una fuente de corriente controlada para emular el comportamiento de un transistor en la región de interés. Debido a este hecho, los amplificadores BJT son conocidos como dispositivos controlados por corriente.

MODELO re PARA LA CONFIGURACIÓN DE BASE COMÚN BJT

La figura 9.5 muestra en (a) el transistor en configuración base común, mientras que la parte (b) de esa figura muestra el correspondiente modelo re el cual involucra un diodo con la polaridad indicada, sin embargo para efectos de simplificación es posible redibujar el modelo como se muestra en la parte (c) de esa misma figura, la cual incluye la fuente de corriente y la resistencia re, la cual es la resistencia dinámica de ca estudiada en el capítulo referente a diodos, y que se define como:

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La siguiente tabla resume los parámetros para el modelo re del transistor para la configuración base común.

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MODELO re PARA LA CONFIGURACIÓN DE EMISOR COMÚN BJT

La figura 9.6 muestra en (a) el transistor en configuración emisor común, mientras que la parte (b) de esa figura muestra el correspondiente modelo re el cual involucra un diodo con la polaridad indicada, sin embrago para efectos de análisis es posible redibujar el modelo como se muestra en la parte (c) de esa misma figura, la cual incluye la fuente de corriente y la resistencia re afectada por el factor (.

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Figura 9.6 (a) configuración emisor común; (b) modelo previo a re; (c) modelo re

La siguiente tabla resume los parámetros para el modelo re del transistor para la configuración emisor común.

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MODELO re PARA LA CONFIGURACIÓN DE COLECTOR COMÚN BJT

Para la configuración colector común, normalmente se aplica el modelo de emisor común.

Modelo híbrido equivalente para BJT

Otro modelo empleado para el análisis de pequeña señal en ac, de transistores es el conocido como modelo híbrido equivalente, este modelo se distingue por el empleo de cuatro parámetros denominados parámetros híbridos

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DEFINICIÓN DE LOS PARÁMETROS HÍBRIDOS

Considérese el sistema de dos puertos de la figura 9.7, ahora bien supóngase que el modelo matemático que lo representa esta determinado por:

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Figura 9.7 Sistema de dos puertos

De las ecuaciones 9.3 se definen los parámetros híbridos tal como se muestra en la tabla siguiente, así mismo la red de dos puertos se convierte en el equivalente híbrido mostrado en la figura 9.8.

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Figura 9.8 Circuito equivalente híbrido completo

A continuación se resumen las ecuaciones aproximadas que definen los parámetros híbridos para cada una de las configuraciones estudiadas.

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Obsérvese de la figura 9.8 que el equivalente híbrido consta se forma a partir de la unión de los equivalentes de Thévenin (parte izquierda) y Norton (parte derecha). Los parámetros dados en la tabla superior deben calcularse y reemplazarse correspondientemente a los indicados en esta misma figura (9.8).

Las magnitudes de los distintos parámetros se calcularán a partir de las características del transistor en la región de operación con lo que resultará la red equivalente de pequeña señal buscada par el transistor.

DETERMINACIÓN DE LOS PARÁMETROS HÍBRIDOS

La determinación de los parámetros híbridos en la región de operación (punto Q) se puede realizar exactamente a partir de derivadas parciales o bien aproximadamente mediante la sustitución de las derivadas parciales por cambios finitos en las variables que definen los parámetros. Por ejemplo para la configuración de emisor común se tienen las siguientes relaciones exactas y aproximadas que permiten el cálculo de los parámetros híbridos. Para las configuraciones base común y colector común se usan relaciones análogas.

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Los siguientes ejemplos muestran la forma de determinar los parámetros híbridos para la configuración de emisor común una vez que el punto de operación Q está definido.

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La siguiente tabla muestra los valores típicos de los parámetros para cada una de las configuraciones para el amplio rango de transistores disponibles en la actualidad.

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Configuraciones compuestas

En el presente capítulo se estudian un conjunto de conexiones de circuitos que aunque no son las convencionales de base común, emisor común o colector común, son muy importantes ya que se utilizan ampliamente tanto en circuitos discretos como en circuitos integrados.

CONEXIONES DE CIRCUITOS

CONEXIÓN EN CASCADA. AMPLIFICACIÓN

Los circuitos de amplificación en cascada, son circuitos que se conectan en serie con el objeto de incrementar la ganancia total a la salida, la cual es igual al producto de las ganancias en cada circuito.

  • CONEXIÓN EN CASCADA DEL BJT

La figura 10.1 muestra una configuración en cascada para un amplificador con acoplamiento RC basado en transistores BJT. El siguiente ejemplo muestra la forma de analizar tal circuito.

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Figura 10.1 Amplificador BJT en cascada con acoplamiento RC.

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  • CONEXIÓN EN CASCADA DEL FET

La configuración en cascada del FET se muestra en la siguiente figura.

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Figura 10.2 Amplificador FET en cascada.

Definición del factor de transconductancia gm

Antes de iniciar el análisis del la conexión en cascada del FET, se definirá un nuevo término asociado con el análisis de pequeña señal del FET.

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El siguiente ejemplo demostrativo ilustra el análisis del FET en cascada.

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  • CONEXIÓN EN CASCADA DE LA COMBINACIÓN FET- BJT

Es posible utilizar una combinación de etapas FET y BJT para proporcionar una alta ganancia de voltaje (BJT) y alta impedancia de entrada (FET).

  • Ejemplo demostrativo. Utilizar los resultados de polarización de cd de los ejemplos anteriores del BJT y FET para calcular la impedancia de salida, la ganancia de voltaje y el voltaje de salida resultante de la combinación en cascada FET-BJT mostrada en la figura 10.3.

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Figura 10.3 Amplificador FET en cascada.

Solución.

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CONEXIÓN EN CASCODE

Una conexión cascode cuanta con un transistor por encima de o en serie con otro. La figura 10.4 muestra una versión práctica de un amplificador BJT en cascode.

Partes: 1, 2, 3


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