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Conceptos de Electrónica. Dispositivos electrónicos y Análisis de circuitos (página 2)



Partes: 1, 2, 3

Es posible construir rectificadores de onda completa
mediante un puente de diodos o bien a partir de un
transformador con derivación central.

  • RECTIFICADOR CON PUENTE DE DIODOS

Un puente de diodos como el mostrado en la figura 3.10
es en sí mismo un rectificador de onda completa, en la
figura 3.11 se observa la señal aplicada y la señal
resultante, obsérvese de la figura 3.10 que la
señal de salida se mide a través de la resistencia
R como es lógico.

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Figura 3.10 Puente
rectificador de onda completa

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Figura 3.11 Formas de
onda de entrada y de salida para un rectificador de onda
completa.

Para un rectificador de onda completa se tiene
que

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  • RECTIFICADOR CON TRANSFORMADOR DE
    DERIVACIÓN CENTRAL

El transformador

Un transformador como el mostrado en la figura 3.12 es
una máquina estática diseñada exclusivamente
para ser alimentada por fuentes de ca senoidales. El
transformador tiene las siguientes
características:

  • Transfiere energía eléctrica de un
    circuito a otro sin cambio de frecuencia

  • Lo hace bajo el principio de inducción
    electromagnética (Ley de Faraday)

  • Tiene circuitos eléctricos aislados entre
    sí (sin conexión eléctrica entre las
    bobinas), que son eslabonados por un circuito
    magnético común (mediante un núcleo de
    hierro laminado).

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Figura 3.12 El
transformador monofásico

Un transformador consta de dos bobinas devanadas en un
núcleo (de hierro) común, la bobina primaria que se
conecta a la fuente de alimentación senoidal recibe el
nombre de devanado primario y la bobina que se conecta
al circuito de salida recibe el nombre de devanado
secundario
. Al aplicar un voltaje V1 en el devanado 1 se
induce (de acuerdo a la ley de Faraday) un voltaje V2 en el
devanado 2. Las siguientes ecuaciones definen completamente el
comportamiento de un transformador monofásico:

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Cuando se utiliza un transformador con
derivación central
(o transformador con tap
central
; es un transformador que posee una salida central en
el devanado secundario), es posible utilizar solamente dos diodos
para diseñar un rectificador de onda completa, tal
circuito se muestra en la figura 3.13.

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Figura 3.13
Rectificador de onda completa con transformador con
derivación central

La rectificación se lleva a cabo como se muestra
en las figuras 3.14 y 3.15, obsérvese que durante la mitad
de onda positiva el diodo superior conduce y el diodo inferior no
conduce; sucede lo contrario durante la otra mitad de
onda

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Valor PIV. En este caso el valor pico inverso
para cada diodo del rectificador de onda completa con
transformador con derivación central debe ser al menos dos
veces el valor máximo de la onda de entrada:

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(Para el rectificador de onda completa con transformador
de tap central)

FUENTES DE ALIMENTACIÓN Y CI REGULADORES DE
VOLTAJE

Una fuente de alimentación ideal es una fuente de
voltaje continuo o como se denomina voltaje dc, tanto operando
sin carga (en vacío) como operando con carga, la
gráfica de la fuente de alimentación ideal debe ser
una línea recta horizontal sin rizo.

COMPONENTES DE UNA FUENTE DE
ALIMENTACIÓN

Una fuente de alimentación completa debe seguir
el patrón mostrado en el diagrama de bloques de la figura
4.1.

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Figura 4.1 diagrama
de bloques que muestra las partes de una fuente de
alimentación.

A continuación se explica la función de
cada uno de los elementos que integran la fuente de
alimentación:

Transformador. Eleva o disminuye una señal
de voltaje ac, los transformadores empleados en fuentes de
alimentación para efectos electrónicos son
generalmente transformadores reductores.

Rectificador. Rectifica la señal alterna
que sale del transformador en una señal directa (que no
alterna su polaridad) aunque esta señal es aún
cambiante en magnitud, las fuentes de alimentación emplean
rectificadores de onda completa construidos a partir de diodos
(véase el capitulo referente a diodos).

Filtro. Filtra la señal que sale del
rectificador y que es cambiante en amplitud, a una señal
"casi continua" que sin embargo posee una pequeña
variación denominada rizado. Los filtros se
construyen a partir de circuitos R-C.

CI regulador. Convierte la señal de "casi
continua" a "continua completamente", es decir se alimentan de un
voltaje cambiante en amplitud y devuelven un voltaje fijo a su
salida. Los reguladores se pueden construir a partir de
transistores, aunque los hay de circuito integrado
(CI).

DEFINICIÓN DE RIZO Y REGULACIÓN DE
VOLTAJE

La señal de entrada al filtro es una onda
rectificada completa, pero no continua, la salida será la
superposición de dos ondas una onda continua y una onda
alterna tal como se ilustra en la figura 4.2. La señal en
cd es detectada por un voltímetro de cd, mientras que para
detectar solamente la señal de ca es necesario conectar un
capacitor en serie para bloquear la señal de cd, entonces
la lectura del voltímetro de ca será el valor rms
de ca. Bajo esta consideración se define al
rizo como:

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En realidad el rizo es debido a la carga y descarga de
los capacitores que forman parte de un filtro de
capacitor.

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Figura 4.2 Forma de
onda del filtro de voltaje que muestra los voltajes de cd y de
rizo.

La regulación es una medida de la
estabilidad del voltaje en vacío (cuando no hay
carga conectada a la fuente) respecto al voltaje de plena
carga
(cuando hay carga conectada a la fuente de
alimentación)

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Una regulación de 0% significa que se tienen
una fuente de voltaje perfecta.

CALCULO DEL RIZADO A LA SALIDA DE UN
RECTIFICADOR

La señal de salida de un rectificador se puede
descomponer también en dos ondas, una componente directa y
una componente alterna, entonces al aplicar la ecuación
4.1a se obtiene el % de rizado.

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El rizado del rectificador de onda completa es mejor
que el rizado del rectificador de media onda.

Nota. Los valores de Vr (rms) =0.385 y
Vr=0.308 (rms) para los rectificadores de media onda y onda
completa respectivamente se dejan a demostración del
lector.

FILTRADO

La siguiente tabla resume los tipos de filtros
más comunes, así como el cálculo del rizado
y el circuito asociado.

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Es posible conectar en serie varios filtros R-C para
obtener un mejor rizado (cercano a cero), solo debe tenerse en
cuenta que Vr representa el voltaje de rizado del filtro anterior
así mismo sucede con Vdc.

REGULADORES DE VOLTAJE DE CI

Los reguladores de CI contienen los circuitos de la
fuente de referencia: el amplificador comparador, el
dispositivo de control y la protección contra
sobrecarga
. Los hay para voltaje fijo positivo (serie 7800)
y voltaje fijo negativo (serie 7900), aunque también los
hay de voltaje ajustable (LM317). Los reguladores de CI poseen
tres terminales Vi (entrada), GND (tierra) y Vo (salida), las
hojas de especificaciones listan los rangos de Vi para que se
mantenga la salida Vo fija, también listan la cantidad de
cambio en el voltaje de salida como resultado de un cambio en la
corriente de carga (regulación de carga) o debido
a un cambio en el voltaje de entrada (regulación de
línea
).

REGULADORES DE VOLTAJE FIJO

La serie 7800 ofrece CI reguladores de voltajes fijos
positivos desde +5 a +24 volts, mientras que la serie 7900 ofrece
CI reguladores de voltaje fijo negativo desde -5 a -24 volts, en
la siguiente tabla se listan los CI reguladores de ambas series,
obsérvese que en la nomenclatura los últimos 2
dígitos indican el voltaje nominal de salida.

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En la figura 18.26 se muestra la forma apropiada de
conectar un CI regulador, en este caso el 7812, obsérvese
que se tienen dos filtro de capacitor (C1 y C2), el primero es el
filtro común, mientras que C2 es un filtro para
ruidos de alta frecuencia.

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Figura 4.7
Conexión del regulador de voltaje
7812.

  • HOJA DE ESPECIFICACIONES DEL REGULADOR DE CI
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A manera de ejemplo se muestra a continuación la
hoja de especificaciones del regulador de CI Monografias.comde FAIRCHILD, en la parte
inferior se da una breve explicaron de los parámetros
más importantes.

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Voltaje de salida. Es el rango de
voltajes de salida que el fabricante determina para cada
dispositivo de la misma serie en particular (para el 7812
significa que puede variar entre 12 y 12.5).

Regulación de salida. Expresa el
cambio en la salida (voltaje) como consecuencia de cambios en la
corriente de carga. Para el 7812 la regulación de salida
típica es de 4 mV para cambios en la corriente de carga
desde 0.25 hasta 0.75 Amperes.

Corriente de salida de corto circuito.
Es la corriente demandada por el CI cuando sus terminales se
hayan bajo corto circuito accidental o debido a defectos en el
CI.

Diferencia de voltaje. Representa la
diferencia de Vi-Vo, es decir como se muestra en la tabla
superior, la entrada siempre debe ser mayor que la salida para
que el CI opere como regulador con la regulación de
voltaje especificada. En el caso del 7812 la entrada debe ser
mínimo 12+2=14 V, siendo 14-12=2 la diferencia de
voltaje.

Corriente de salida pico. El 7812 tiene
una corriente nominal máxima de 1.5 A; sin embargo puede
soportar hasta 2.2 A máximos durante un breve
periodo.

REGULADORES DE VOLTAJE AJUSTABLE

Los reguladores ajustables de 3 terminales permiten
ajustar el voltaje de salida por medio de una terminal denominada
ADJ (ADJUSTMEN). En la siguiente tabla se muestran algunos de
ellos.

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En la figura 4.8 se muestra la forma correcta de
conectar un regulador LM317 para obtener una salida variable a
través de los resistores R1 y R2. En este circuito el
voltaje de salida Vo, esta dado por:

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Entonces R2 se puede variar a través de un
potenciómetro para obtener un nivel de Vo
variable.

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Figura 4.8
Conexión del regulador de voltaje ajustable
LM317

Los CI RC194 y RC195 se denominan reguladores de
tensión duales (dual tracking regulators)
debido a
que generan a la salida dos voltajes de igual magnitud; pero de
polaridad contraria.

Transistores
bipolares de unión. BJT

De 1904 a 1947 en tubo de vació
(presentado por J. A. Fleming en 1904) fue el dispositivo
electrónico mas utilizado. Por esa misma época en
1906 Lee De Forest, presento un bulbo de tres terminales (el
triodo) que sin embargo no tuvo aplicación
inmediata. No fue sino hasta 1947 (el 23 de diciembre) cuando
Walter H. Brattain y John Bardeen demostraron la acción
amplificadora del transistor en los laboratorios Bell
Telephone.

CONSTRUCCIÓN DEL TRANSISTOR

El transistor es un dispositivo de tres terminales que
se construye uniendo tres capas de material semiconductor
extrínseco
. En la figura 5.1 se muestran los dos
tipos de transistor BJT existentes, el transistor pnp y
el transistor npn, cada uno con una forma de
polarización correcta[7]Las terminales del
transistor reciben los siguientes nombres: emisor E, base
B
y colector C, tal como se muestra en la figura.
La capa del emisor se encuentra fuertemente dopada, la del
colector ligeramente dopada, mientras que la de la base se
encuentra muy poco dopada. La proporción de espesor total
con respecto a la capa central (B) es 150:1, así
mismo la proporción de dopado de las capas externas
respecto a la capa central es cercana a 10:1.

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Figura 5.1 Tipos de
transistores: (a) npn; (b) pnp

En este capítulo se estudia un tipo especial de
transistor denominado Transistor Bipolar de Unión
BJT
, el término Bipolar refleja el hecho de
que tanto electrones como huecos participan en el proceso de
conducción.

OPERACIÓN DEL TRANSISTOR

La siguiente afirmación es la base para el
entendimiento de las distintas configuraciones del transistor y
debe comprenderse totalmente:

Regla de polarización del
transistor.
Si la unión pn de un transistor
se encuentra en polarización directa (polarización
de conducción); entonces la restante unión np debe
encontrarse en polarización inversa.

Refiérase a la figura 5.1 para su
comprensión.

Cuando el diodo se polariza siguiendo la
consideración anterior, entonces por la unión
polarizada en directa existe gran conducción, puesto que
la región de agotamiento es muy estrecha tal como lo
indica la figura 5.2, a diferencia de lo ancho de la
región de agotamiento de la unión polarizada en
inversa. En la misma figura se puede apreciar las corrientes
resultantes, la mayor parte de corriente se dirige de emisor a
colector, mientras que una corriente mínima se dirige de
emisor a base. Aplicando la LCK al transistor se tiene
que:

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Sin embargo y como es posible también apreciar de
la figura 5.2, la corriente de colector, está formada por
dos componentes:

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A la componente de corriente minoritaria se le denomina
corriente de fuga y es del orden de entre 10-6 y 10-9
por lo que generalmente se desprecia (esta corriente es sensible
a la temperatura).

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Figura 5.2 Flujo de
portadores mayoritarios y minoritarios en un transistor
pnp

CONFIGURACIONES DEL TRANSISTOR

Siguiendo la regla de polarización del
transistor, son posibles tres configuraciones a
continuación numeradas:

  • Configuración base común

  • Configuración emisor común

  • Configuración colector
    común

El término común se deriva del hecho de
que en cada configuración la terminal con el adjetivo
"común", es común tanto a la entrada como a la
salida.

CARACTERÍSTICAS GENERALES DEL TRANSISTOR
BJT

Las siguientes ecuaciones definen completamente las
características del transistor BJT y serán
explicadas a lo largo del capítulo:

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Ec5.2a. Cuando el transistor BJT se halla en
estado encendido se produce una diferencia de potencial
constante de 0.7 V entre las terminales base y emisor, es decir
Vbe = 0.7 V, para cualquier nivel de corriente del emisor
demandada por la red externa (red de carga).

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Simbología. La flecha
dentro del símbolo del transistor define la
dirección de la corriente del emisor como se puede
apreciar en las figuras 5.3 (a) y (b).

CONFIGURACIÓN BASE COMÚN

La figura 5.3 muestra esta configuración, las
curvas características del transistor bajo esta
configuración, se muestran en las figuras 5.4 y 5.5. Las
curvas de la figura 5.4 corresponden a las características
de entrada o de excitación (Vbe, Ie), mientras que las
curvas de la figura 5.5 corresponden a las características
de salida (Vcb, Ic).

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La gráfica 5.4 relaciona los valores de corriente
del emisor (Ie) al variar los valores de voltaje base emisor
(Vbe), para distintos valores fijos de voltaje colector base
(Vcb)

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Figura 5.5 Características de
salida o del colector para un amplificador de transistor de base
común.

La gráfica 5.5 relaciona los valores de corriente
de colector (Ic) al variar los valores de voltaje colector base
(Vcb), para distintos valores fijos de corriente de emisor
(Vcb)

En esta curva se distinguen tres zonas:

  • Región de saturación.
    Es aquella región que inicia donde Vcb<0, es decir
    para valores negativos de Vcb. En esta región tanto la
    unión base-emisor como la unión colector-base
    se encuentran polarizadas en directa. Máxima corriente
    de colector.

  • Región de corte. Es aquella
    región donde la corriente de colector es cero Amperes.
    En esta región tanto la unión base-emisor como
    la unión colector-base del transistor se encuentran
    polarizadas en inversa. Corriente de colectar
    mínima.

  • Región activa. Es la
    región de operación normal y es la utilizada
    para los amplificadores lineales (sin distorsión),
    además en esta región la unión
    base/emisor se encuentra polarizada de forma directa,
    mientras que la unión colector/base se encuentra
    polarizada de forma inversa. De la gráfica 5.5 se
    puede comprobar directamente que la ec 5.2b es cierta, es
    decir Ie ( Ic.

CONFIGURACIÓN EMISOR COMÚN

La figura 5.6 muestra esta configuración, las
curvas características del transistor bajo esta
configuración, se muestran en las figuras 5.7 (a) y (b).
Las curvas de la figura 5.7(b) corresponden a las
características de entrada representada por una corriente
de entrada (Ib) en función del voltaje de entrada (Vbe)
para un rango de valores de voltaje de salida (Vce). Mientras que
las curvas de la figura 5.7(b) corresponden a las
características de salida, una corriente de salida (Ic) en
función del voltaje de salida (Vce) para un rango fijo de
corriente de entrada (Ib).

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Figura 5.6
Notación y símbolos empleados con la
configuración de emisor común: (a) transistor npn;
(b) transistor pnp.

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Figura 5.7 Características de
un transistor de silicio en la configuración de emisor
común: (a) características del colector; (b)
características de la base.

En la región activa de emisor
común
se tiene la misma polarización para la
base/emisor y colector/base que en la configuración base
común.

CONFIGURACIÓN COLECTOR COMÚN

Esta configuración se muestra en la figura 5.8 y
es utilizada principalmente para propósitos de
acoplamiento de impedancias, ya que cuenta con una alta
impedancia de entrada y una baja impedancia de salida
, de
forma contraria a las impedancias de las configuraciones de base
común y emisor común.

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Figura 5.8 Símbolos y
notación utilizados con la configuración de
colector común (a) transistor pnp; ( b) transistor
npn

Para propósitos prácticos, las
características de salida para la configuración de
colector común, son las mismas que para la
configuración emisor común. Para esta
configuración las características de salida se
grafican como Ie en función de Vce para un rango de
valores de Ib.

LA ACCIÓN AMPLIFICADORA DEL TRANSISTOR

La acción básica amplificadora del
transistor se produce mediante la transferencia de una
corriente I desde un circuito de baja resistencia a
uno de alta resistencia
. La diferencia en la
resistencia (inherentes al transistor) se debe a la unión
en polarización directa en la entrada (base-emisor) y a la
unión en polarización inversa en la salida
(base-colector) para el caso de las configuraciones base
común y colector común.

La palabra transistor se deriva de este
hecho:

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POLARIZACIÓN DE CD PARA BJT

Como se mostró en el capitulo anterior un
transistor es un dispositivo amplificador. Sin embargo en
realidad el nivel de potencia de la salida de ca mejorado en un
transistor es resultado de una transferencia de energía
proveniente de fuentes de cd aplicadas. En este capítulo
se estudiará el comportamiento del transistor cuando es
polarizado con fuentes de cd y se observará como las
ecuaciones 3.3 a 3.5 son suficientes para el análisis del
transistor BJT.

POLARIZACIÓN DEL BJT Y REGIONES DE
OPERACIÓN

Los valores de corrientes y tensiones en cd en las
terminales de un transistor se denomina punto de trabajo o
punto de operación y se representa por Q
(Quiescent operating point). En la figura 6.1 se
muestran distintos puntos de operación, de los cuales al
punto B es el mejor punto de operación.

Cuando el transistor BJT opera en la región
lineal o región activa
tiene características
eléctricas lineales, que son aprovechadas para la
amplificación (debido a que en esta región la
distorsión es mínima). Para lograr este objetivo,
se hace uso de fuentes de alimentación externas
denominadas fuentes de polarización. Las fuentes
de polarización cubren dos objetivos: proporcionan las
corrientes y tensiones en cd necesarias para que el transistor
opere en la región lineal y suministran energía al
transistor de la que parte de ella va a ser convertida en
potencia (amplificación).

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Figura 6.1 Distintos
puntos de operación dentro de los límites de
operación de un transistor

Para que el transistor BJT se encuentre operando dentro
de la región lineal, deben cumplirse las
siguientes condiciones:

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A continuación se resumen las polarizaciones
adecuadas para que el transistor BJT opere en las regiones
indicadas

Región de
operación

Polarización

Base-emisor

Polarización

Base-colector

Región lineal

Directa

Inversa

Región de corte

Inversa

Inversa

Región de
saturación

Directa

Directa

EL BJT BAJO POLARIZACIÓN FIJA

El circuito mostrado en la figura 6.2, se denomina de
polarización fija, el análisis de tal circuito se
presentará mediante un ejemplo demostrativo.

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Solución.

Aplicando el principio de superposición es
posible separar la parte de ca de la parte de cd, en este
análisis se llevará acabo únicamente el
análisis cd.

En cd los capacitores se reemplazan por su equivalente
(circuito abierto) además la fuente Vcc se divide en dos
fuentes tal como se muestra en la figura 6.3.

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Figura 6.3 Malla
base-emisor

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Figura 6.4 Malla
colector-emisor

Luego se analizan separadamente las mallas base-emisor
(figura 6.3) y colector-emisor (figura 6.4), aplicando LVK en
cada caso. Así se tiene que:

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Determinación de la corriente de
saturación

La corriente máxima para un diseño en
particular que puede circular por el colector se denomina
corriente de saturación
, y está dada en el
momento en que los puntos C y E se unen, es decir cuando VCE=0,
tal como se muestra en la figura 6.5 y su valor se determina
por:

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Nota. No se debe confundir la corriente de
saturación con la corriente máxima del
colector
que se presenta en las hojas de especificaciones
para un BJT en particular.

ANÁLISIS POR MEDIO DE LA RECTA DE
CARGA.

Como se ha expuesto en capítulos previos, el
análisis mediante la recta de carga consiste en hacer
cruzar una línea recta que representa las
características de la red con las curvas
características del dispositivo en
cuestión.

En el caso del transistor con polarización fija,
la ecuación representativa del circuito obtenida a partir
de un análisis de la red (ver figura 6.6(a))
es:

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Entonces al dibujar estos puntos sobre la gráfica
de la figura 6.6(b) (que representa las características
del dispositivo) y unirlos mediante una línea recta, se
obtiene el punto de operación Q mostrado en la figura 6.7,
para un determinado valor de Ibq.

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Figura 6.6
Análisis por medio de la recta de carga (a) red de
polarización fija; (b) características del
dispositivo BJT

Figura 6.7 Trazado de
la recta de carga sobre las curvas características del
dispositivo para la determinación del punto de
operación Q.

EL BJT BAJO POLARIZACIÓN ESTABILIZADA EN
EMISOR

La incorporación del resistor en el emisor para
la polarización cd para el BJT (ver figura 6.8),
proporciona una mejora en la estabilidad, es decir, la corriente
y los voltajes en polarización cd permanecerán
cercanos a los niveles establecidos por el circuito a pesar de
cambios en las condiciones exteriores como la temperatura y la
constante beta del transistor.

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DETERMINACIÓN DE LA CORRIENTE DE
SATURACIÓN.

Aplicando un "corto circuito" entre las terminales
colector-emisor como se muestra en la figura 6.11 se tiene
que:

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ANÁLISIS POR MEDIO DE LA RECTA DE
CARGA.

La ecuación de la malla colector-emisor que
representa la polarización estabilizada den emisor
es:

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Entonces al dibujar estos puntos sobre la gráfica
que representa las características del dispositivo y
unirlos mediante una línea recta, se obtiene el punto de
operación Q mostrado en la figura 6.12, para un
determinado valor de Ibq.

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Figura 6.12 Trazado de la
recta de carga sobre las curvas características del
dispositivo para la determinación del punto de
operación Q. Para la polarización estable en
emisor.

EL BJT BAJO POLARIZACIÓN POR DIVISOR DE
VOLTAJE

En la polarización por divisor de voltaje
mostrada en la figura 6.13, los valores de Icq y Vce, son
independientes de la Beta del transistor, lo cual es
deseable ya que B varía con la temperatura. El
nivel de Ibq se alterará con cambios en beta, pero el
punto de operación sobre las características
definido por Icq y Vceq puede permanecer fijo si se emplean los
parámetros apropiados del circuito, véase la figura
4.26

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El análisis de la configuración por
divisor de voltaje, se llevará a cabo mediante un ejemplo
demostrativo.

  • Ejemplo demostrativo. Determinar lo siguiente
    para la configuración de polarización por
    divisor de voltaje de la figura 6.15.

  • (a) Ic

  • (b) Vce

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Solución. La parte de entrada del circuito
se puede redibujar como se muestra en la figura 6.16, luego es
posible hallar el equivalente de Thévenin como se ilustra
en las figuras 6.17 y 6.18 dando por resultado el circuito de la
figura 6.19.

El análisis de la red se puede llevar a cabo
mediante dos métodos a continuación
presentados.

1. Método exacto

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2. Método aproximado

Este método solo se es aplicable cuando la
siguiente condición se cumple:

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Si tal condición se cumple, entonces el primer
paso es calcular El voltaje de base (Vb), esto se logra,
redibujando la parte de la entrada de la figura 6.15 como se
muestra en la figura 6.20, donde Ri es la resistencia entre la
base y la tierra para el transistor con un resistor en el emisor
(Re), y se relacionan por: Ri = (B+1)*Re ( BRe. Entonces
aplicando la regla del divisor de voltaje, VB se calcula
de la misma forma que Vth, es decir:

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Los resultados de Icq y Vcq son muy próximos a
los valores reales. Mientras mayor sea el nivel de Ri comparado
con R2, más cercana se encontrará la
solución aproximada a la exacta.

DETERMINACIÓN DE LA CORRIENTE DE
SATURACIÓN.

La ecuación para la corriente de
saturación es la misma que para la configuración de
polarización estabilizada en emisor, es decir:

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ANÁLISIS POR MEDIO DE LA RECTA DE
CARGA.

Nuevamente la ecuación que define el circuito de
salida es igual a la de polarización de emisor
estabilizado, por lo que:

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EL BJT BAJO POLARIZACIÓN CON
RETROALIMENTACIÓN DE VOLTAJE

Es posible obtener una buena estabilidad en la salida si
el transistor se polariza como se muestra en la figura 6.21, de
forma que exista retroalimentación del colector a la base
por medio de la resistencia Rb.

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Figura 6.21
Configuración de polarización con
retroalimentación de voltaje.

El análisis de la configuración con
retroalimentación de voltaje, se llevará a cabo
mediante un ejemplo demostrativo.

  • Ejemplo demostrativo. Determinar lo siguiente
    para la configuración de polarización con
    retroalimentación de voltaje de la figura
    6.22(a).

  • (c) Icq

  • (d) Vceq

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Figura 6.22
Circuito de polarización con
retroalimentación de voltaje.

Solución. El análisis se
llevará a cabo separando el circuito en dos subcircuitos,
la malla base-emisor mostrada en la figura 6.23 y la malla
colector-emisor mostrada en la figura 6.24.

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DETERMINACIÓN DE LA CORRIENTE DE
SATURACIÓN.

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ANÁLISIS POR MEDIO DE LA RECTA DE
CARGA.

Nuevamente la ecuación que define el circuito de
salida es igual a la de polarización de emisor
estabilizado.

MÉTODO GENERAL PARA EL ANÁLISIS DE
DIVERSAS CONFIGURACIONES DEL BJT CON POLARIZACIÓN EN
CD

Son posibles muchas más configuraciones de
polarización en cd; sin embargo el método de
análisis es generalmente el mismo y se resume en lo
siguiente:

  • 1. Separar el circuito en dos mallas, malla
    base-emisor y malla colector-emisor

  • 2. Aplicar la LVK en la malla base-emisor y
    calcular la corriente de base

  • 3. Calcular la corriente de colector

  • 4. Aplicar la LVK en la malla colector-emisor y
    calcular el voltaje de colector

CONCEPTO DE DISEÑO DE CIRCUITOS CON DISPOSITIVOS
LINEALES

En las redes anteriores, el análisis
consistía en que dado un circuito completamente definido
se deseaba conocer los niveles de corriente y voltaje en las
terminales del dispositivo. El proceso de diseño consiste
en que dados los niveles de corriente y/o voltaje, se desea
determinar los elementos requeridos para establecer dichos
niveles. En general este proceso requiere un claro entendimiento
de las características del dispositivo así como un
firme entendimiento de las leyes básicas del
análisis de circuitos. Los valores así obtenidos
para los elementos deberán aproximarse a los valores
comerciales para el diseño real del circuito.

  • Ejemplo demostrativo. A partir de las
    características del dispositivo de la figura 6.25(a),
    determinar Vcc, Rb y Rc para la configuración de
    polarización fija de la figura 6.25(b).

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Figura 6.25 (a) Curva
característica y punto de operación; (b) Circuito
de polarización fija.

Solución. De las ecuaciones para la
configuración fija, y a partir de la recta de carga de la
figura 6.25(a), se tiene que:

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La estabilidad en
las distintas configuraciones de
polarización

La estabilidad es una medida de la
sensibilidad de la red ante la variación de alguno de sus
parámetros. Para cualquier amplificador de
transistor, la corriente de colector (Ic) es sensible a cada uno
de los siguientes parámetros, los cuales a
su vez son dependientes de la temperatura.

  • B: Se incrementa con la
    temperatura

  • |Vbe|: Disminuye cerca de 7.5 mV por cada
    incremento de la temperatura de un grado Celsius
    (ºC)

  • Ico (corriente de saturación
    inversa
    ): Se duplica en su valor por cada incremento de
    10ºC en la temperatura.

Para cada uno de estos parámetros se definen los
siguientes factores de estabilidad S:

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Mientras mayor sea el factor de sensibilidad para un
parámetro, más sensible será la red ante
variaciones en ese parámetro.

La siguiente tabla muestra la variación de los
parámetros del transistor de silicio al varia la
temperatura.

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La siguiente tabla resume las ecuaciones que representan
los factores de estabilidad para las configuraciones de
polarización estudiadas anteriormente.

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Las relaciones Rb/Re o Rth/Re deberán ser lo
más pequeñas posibles bajo las debidas
consideraciones de todos los aspectos de diseño,
incluyendo la respuesta ac.

APLICACIONES PRÁCTICAS DEL BJT

Se presentan a continuación un conjunto de
aplicaciones prácticas de las muchas que son posibles
diseñar con transistores BJT.

FUENTE DE CORRIENTE CONSTANTE CON TRANSISTOR BJT.
FCC

Una fuente ideal de corriente constante se presenta en
la figura 6.26, allí se asume que Beta (B)
permanece siempre constante. Su equivalente, una fuente
práctica de corriente constante
se presenta en la
figura 6.27, con este arreglo, la corriente de colector (Ic)
permanecerá prácticamente constante para cualquier
valor de la resistencia de carga. En este caso los
parámetros R1, R2 y Re deben elegirse de forma apropiada
para el valor deseado en Ic.

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Figura 6.26 Construcción de
una fuente de corriente constante, asumiendo
características ideales del BJT: (a)
características ideales; (b) red; (c) demostración
de la causa por la que Ic permanece constante.

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Figura 6.27 Red
que establece una fuente de corriente prácticamente
constante debido a su reducida sensibilidad ante cambios en
beta.

COMPUERTAS LÓGICAS AND/OR CON TRANSISTORES
BJT

En el capítulo correspondiente a circuitos con
diodos se presentó el diseño de las compuertas AND
y OR utilizando diodos y resistencias, a continuación se
presentan las mismas compuertas; pero ahora a partir de
transistores BJT.

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Figura 6.28
Compuertas lógicas BJT: (a) AND; (b)
OR

TÉCNICAS PARA LA LOCALIZACIÓN DE
FALLAS

Las siguientes mediciones básicas se deben llevar
a cabo tal como se ilustra en las figuras correspondientes para
detectar el estado (defectuoso o no) de un transistor
BJT.

  • Para un transistor en estado de "encendido", el
    voltaje Vbe debe andar alrededor de 0.7 V. Figura
    6.29.

  • Para el transistor amplificador típico en la
    región activa, Vce normalmente se encuentra de 25% a
    75 del valor de la fuente de alimentación (Vcc).
    Figura 6.30

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TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO. FET

TABLA COMPARATIVA BJT v/s FET

En los capítulos anteriores se estudio el
transistor bipolar de unión BJT, ahora se
presentará un nuevo transistor: el transistor de
efecto de campo FET (Field Efect Transistor
), a diferencia
del BJT, el FET es un transistor unipolar (donde solo
electrones o huecos participan en el proceso de
conducción)

La siguiente es una tabla comparativa del transistor BJT
y el transistor FET

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Los FETS se clasifican en FETS de
canal-n
y FETS de canal-p de acuerdo al
tipo de material de la región central de este
dispositivo.

Con respecto a su construcción y material de
dopado, los FETS se clasifican en:

  • El transistor de efecto de campo de
    unión, JFET (Junctión Field
    Transistor)

  • El transistor de efecto de campo
    metal-óxido semiconductor, MOSFET (Metal-Oxide
    Semiconductor Field-Effect Transistor
    . Que a su vez se
    divide en dos tipos

  • MOSFET de tipo decremental

  • MOSFET de tipo incremental

El MOSFET se ha convertido en uno de los dispositivos
más utilizados en el diseño y construcción
de circuitos integrados para computadoras digitales, en parte
debido a su estabilidad térmica.

ESTUDIO DEL TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO DE
UNIÓN. JFET

CONSTRUCCIÓN Y CARACTERÍSTICAS DE LOS
JFETS

La construcción básica de un transistor de
efecto de campo de unión se presenta en la figura
7.2.

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Figura 7.2 Transistor de
efecto de campo de unión (JFET), tipo canal-
n.

Principio de operación. La presión
(potencial) de una fuente en S, ocasionará un flujo de
electrones hacia D, este flujo es controlado por la compuerta G
(válvula). Obsérvese de la figura que los dos
materiales tipo p se encuentran conectados entre sí y
también con la terminal de la compuerta G.

CURVAS CARACTERÍSTICAS DEL JFET

El voltaje de la compuerta a la fuente denotado
por Vgs es el voltaje de control para el JFET
.
Para el transistor BJT, las curvas características
de Ic (corriente del colector = corriente del emisor)
son funciones de Vce para diferentes niveles de
Ib (corriente base o corriente de control). En el caso
del transistor JFET, las curvas Id (corriente
de drenaje = corriente de la fuente
) son función del
voltaje Vds (voltaje de la fuente al drenaje) para
diferentes niveles de Vgs (voltaje de control o voltaje
de compuerta).

  • El siguiente análisis corresponde a un JFET
    de canal-n. Nuestro objetivo es conocer el comportamiento del
    transistor para distintos niveles de Vgs.

Vgs=0 y Vds>0. En esta condición de
polarización presentada en la figura 7.3 y graficada en la
figura 7.4 (en realidad esta es una gráfica de la
resistencia del canal-n del JFET: R =Vds/Id) se observa un
incremento continuo de Id (corriente de drenaje) para valores
cada vez más positivos de Vp. Sin embargo en el punto en
que Vgs=0 y Vds=Vp, se observa que Idss permanece constante para
cualquier valor de Vds>Vp y se dice que se ha alcanzado el
nivel de saturación. Al valor de Vp que
ocasiona este comportamiento se le denomina voltaje de
estrechamiento
, este nombre se asocia con el
estrechamiento del canal-n, como se muestra en la figura 7.5.
Adviértase que la corriente no decae a cero amperes, si no
que solamente permanece constante, pero no solo eso, sino que
además es la corriente máxima y se denomina
corriente de drenaje máxima (Idss).

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Figura 7.3 JFET con Vgs = 0 y
Vds > 0

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Figura 7.4 Id en
función de Vds cuando Vgs = 0

Vgs<0. En la figura 7.6 se presenta una curva
característica del JFET para tres niveles distintos de Vgs
(0, -1 y -2 V), como se observa, voltajes mayores de la compuerta
permiten mayores corrientes a través del canal para
incrementos correspondientes de voltaje en la fuente (Vds), hasta
un límite conocido como nivel de corriente de
saturación
para un nivel de Vgs fijo.

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Figura 7.6
Características de un JFET de canal-n con Idss = 8 mA
y Vp = -4V

De la misma gráfica (7.6) es posible comprobar
que: cuando Vgs = -Vp, el nivel de corriente de saturación
será muy próximo a cero, es decir en este punto el
JFET no conduce y se dice que se encuentra en estado de
apagado.

La zona de la gráfica a la derecha del sitio de
valores de estrechamiento se conoce como
región de corriente constante, de saturación o
de amplificación lineal
y es la región
empleada normalmente en los amplificadores lineales
(amplificadores con mínima distorsión de la
señal aplicada).

USO DEL JFET COMO RESISTOR CONTROLADO POR
VOLTAJE

La región a la izquierda del sitio de
estrechamiento en la figura 7.6 es conocida como
región óhmica o de resistencia
controlada por voltaje
. Es en esta región donde el
JFET puede ser utilizado como un resistor variable cuya
resistencia sea controlada por el voltaje de la compuerta a la
fuente (Vgs). A medida que Vgs se hace más negativo, la
pendiente de la curva se hace más horizontal
correspondiendo a un nivel de resistencia creciente. En esta
región la resistencia variable se puede calcular
como:

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SÍMBOLOS DE JFET

La figura 7.7 muestra los símbolos
gráficos representativos del JFET de canal-n (fig. 7.7a) y
del JFET de canal-p (fig. 7.7b)

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Figura 7.7
símbolos del JFET: (a) de canal-n; (b) de
canal-p

CARACTERÍSTICAS DE TRANSFERENCIA

Para el transistor BJT la corriente de salida Ic y la
corriente de control de entrada Ib se relacionan entre sí
utilizando el factor beta, considerada como una
constante, es decir:

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Esta es una ecuación lineal. Sin embargo este
comportamiento lineal no ocurre con el JFET, La relación
entre la corriente Id (variable de salida) y el voltaje de de la
compuerta Vgs (variable de entrada) se encuentra definida por la
ecuación de Shockley:

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Donde Idss y Vp son constantes para cada JFET en
particular, obsérvese que Id es solo función de
Vgs.

Un método gráfico para encontrar un valor
particular de Id en función de Vgs y Vds involucra la
intersección de dos curvas, la primera es una curva
de transferencia
definida por la ecuación 5.3 y
la segunda es una curva de la ecuación de la
red
.

Determinación gráfica de la curva de
transferencia.
La graficación de la curva de
transferencia se puede realizar directamente a partir de la
ecuación 5.3 o bien a partir de una curva de
características del JFET como la mostrada en la figura
7.6.

En la figura 7.8 se ha obtenido la curva de
transferencia de un JFET a partir de la curva de la figura 7.6,
obsérvese que se anotan en el eje horizontal negativo los
valores de Vgs y luego se hacen corresponder con valores de Id
sobre el eje vertical positivo, entonces al unir estos puntos se
obtiene la gráfica de transferencia.

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Figura 7.8
Obtención de la curva de transferencia para las
características de drenaje

Determinación matemática de la curva de
transferencia.
Mediante un análisis de la
ecuación Shockley se han obtenido los puntos anotados en
la Tabla T2. Estos puntos son válidos para todo JFET y son
suficientes para el trazado de la curva de
transferencia.

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RESUMEN DE ECUACIONES BÁSICAS Y COMPARATIVAS DEL
JFET Y EL BJT

A continuación se presenta un conjunto de
ecuaciones comparativas del JFET y el BJT háganse
corresponder las primeras con la configuración mostrada en
la figura 7.9(a) y 7.9(b) respectivamente.

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Consideraciones para el análisis. Recuerde
que Vbe=0.7 V es la base para iniciar con un análisis de
BJT, para un JFET debe iniciar considerando que Ig = 0 (corriente
de compuerta), también para un BJT, Ib es el primer
parámetro que debe determinarse, en el caso de un JFET es
normalmente Vgs.

El MOSFET tipo
decremental

Los transistores MOSFET o Metal-Oxido-Semiconductor
(MOS) son dispositivos de efecto de campo que utilizan un campo
eléctrico para crear un canal de conducción. Son
dispositivos más importantes que los JFET ya que la mayor
parte de los circuitos integrados digitales se construyen con la
tecnología MOS. Existen dos tipos de MOS: MOSFET de canal
N o NMOS y MOSFET de canal P o PMOS. A su vez estos
transistores pueden ser incrementales o de acumulación
(enhancement) o bien decrementales o de deplexión
(deplexión). En la actualidad el MOSFET de tipo
decremental esta en desuso, sin embargo se estudiará en
esta sección ya que se observará que es un
dispositivo que obedece a la ecuación de Shockley. La
figura siguiente muestra los símbolos utilizados para
representar MOSFETs de tipo decremental.

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Figura 7.10
Símbolos del MOSFET decremental. (a) Canal-n y
(b) canal-p. En la figura superior la terminal del sustrato
esta libre; en la figura inferior la terminal del sustrato
está conectada a la fuente.

CONSTRUCCIÓN BÁSICA DEL NMOS
DECREMENTAL

La figura 7.11 muestra la construcción
básica de un MOSFET de tipo decremental de canal-n. El
sustrato es la base sobre la que se construye el dispositivo y es
de material de silicio tipo p, las terminales D y S
están unidas al canal n por medio de regiones dopadas-n;
sin embargo la terminal G se encuentra aislada del canal-n por
medio de una capa delgada de dióxido de silicio
el cual actúa como dieléctrico, algunos MOSFET
ofrecen un cuarta terminal conectada al sustrato (etiquetada como
SS en la figura) lo que resulta en un transistor de 4 terminales,
en algunos otros esta terminal se conecta internamente a la
fuente.

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Figura 7.11
Construcción del MOSFET de tipo decremental de
canal-n.

OPERACIÓN BÁSICA Y CARACTERÍSTICAS
DE TRANSFERENCIA PARA EL NMOS DECREMENTAL

El término decremental en el NMOS tipo
decremental se debe al hecho de que al aplicar un voltaje
negativo (Vgs < 0) entre la compuerta (G) y la fuente (S), se
obtiene un respectivo decremento de los electrones de
conducción en el canal-n como resultado de la
repulsión de estos por la compuerta (polarizada negativa)
y la atracción de huecos (+) desde el sustrato hasta el
canal-n, hasta el punto en el que el voltaje Vgs = -Vp (nivel
de estrechamiento
) momento en el cual la corriente de
drenaje es igual a cero (Id=0).

La gráfica de las característica de
transferencia
de un MOSFET tipo decremental de
canal-n
se compone de dos regiones, la primera es la
región decremental y se encuentra entre el
nivel de corte (Vp,0) y el nivel de saturación (0,Idss),
la segunda la región incremental inicia
cuando los valores de Vgs se hacen positivos con el respectivo
incremento de la corriente de drenaje (Id).

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Tales puntos están situados en la región
decremental de la curva de transferencia (como puede observarse a
partir de los valores negativos de Vgs), para hallar el trazo de
la gráfica en la región incremental se emplea la
ecuación de Shockley, eligiendo un valor apropiado para
Vgs de forma tal que la curva no se prolongue demasiado. Con este
criterio si se hace que Vgs=+1 se tiene que:

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El resultado es la gráfica de transferencia que
se muestra a continuación.

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Figura 7.12
Características de transferencia de un MOSFET de
tipo decremental de canal-n.

MOSFET DE TIPO DECREMENTAL DE CANAL-P

En la figura 7.13 se muestra en (a) la
construcción básica del MOSFET decremental canal-p,
en (b) la gráfica de transferencia (Vgs – Id) y en (c) las
características de drenaje (Vds – Id). La ecuación
de Shockley sigue siendo aplicable y sólo se requiere
aplicar el signo apropiado de Vgs y Vp en la
ecuación.

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Figura 7.13 MOSFET tipo decremental
de canal-p. (a) Construcción básica; (b) grafica de
transferencia y (c) características de
drenaje.

EL MOSFET TIPO INCREMENTAL

Para el MOSFET de tipo incremental, la curva de
transferencia no está definida por la ecuación de
Shockley, y la corriente de drenaje permanece en corte (Id=0)
hasta que el voltaje compuerta-fuente positivo alcanza una
magnitud especifica (Vt).

La figura siguiente muestra los símbolos
utilizados para representar MOSFETs de tipo
incremental.

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Figura 7.14
Símbolos del MOSFET incremental. (a) Canal-n y
(b) canal-p. En la figura superior la terminal del sustrato
esta libre; en la figura inferior la terminal del sustrato
está conectada a la fuente.

CONSTRUCCIÓN BÁSICA

La construcción básica del MOSFET de tipo
incremental de canal-n se muestra en la figura 7.15,
obsérvese la ausencia del canal-n, que en el caso del
MOSFET decremental unía las regiones dopadas-n de la
fuente (S) y el drenaje (D), esta es la principal diferencia en
la construcción de ambos tipos de MOSFET.

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Figura 7.15
Construcción del MOSFET de tipo incremental de
canal-n.

OPERACIÓN BÁSICA Y CARACTERÍSTICAS
PARA EL MOSFET INCREMENTAL

Como se ha hecho observar anteriormente, el MOSFET
incremental de canal-n en estado desenergizado, no cuenta
propiamente con un canal-n; sin embargo cuando este se polariza
de tal manera que Vgs >0, los huecos (+) del sustrato (S)
serán repelidos hacia el extremo opuesto,
formándose un canal-n que unirá las regiones
dopadas-n del drenaje (D) y la fuente (S)

La gráfica de características de
transferencia del MOSFET tipo incremental de canal-n
se
muestra en la figura 7.16, allí se observa como la
corriente de drenaje permanece igual a cero (Id=0) hasta el
momento en que el voltaje de compuerta fuente positivo alcanza un
nivel conocido como voltaje de umbral Vt, después
de este punto se sigue un rápido incremento en la
corriente de drenaje (Id) con el correspondiente avance de Vgs
hacia valores cada vez más positivos, obsérvese
también de la gráfica que este MOSFET opera
únicamente en la región incremental.

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Figura 7.16 Gráfica de
características de transferencia de un MOSFET de tipo
incremental de cana-n a partir de las características de
drenaje.

Para niveles de Vgs > Vt, la corriente del drenaje
está relacionada con el voltaje compuerta-fuente aplicado
mediante la siguiente relación no lineal:

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MOSFET DE TIPO INCREMENTAL DE CANAL-P

En la figura 7.17 se muestra en (a) la
construcción básica del MOSFET incremental canal-p,
en (b) la gráfica de transferencia (Vgs – Id) y en (c) las
características de drenaje (Vds – Id). Las ecuaciones
definidas para el MOSFET tipo incremental canal-n siguen siendo
aplicables.

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Figura 7.17 MOSFET tipo incremental
de canal-p. (a) Construcción básica; (b) grafica de
transferencia y (c) características de
drenaje.

RECOMENDACIONES DE PROTECCIÓN PARA UN
MOSFET

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EL FET VERTICAL DE ÓXIDO-SILICIO. VMOS

Una de las desventajas del MOSFET típico son los
bajos niveles de manejo de potencia (por lo general menos de 1 W)
en comparación con los transistores BJT. Tal insuficiencia
se supera al cambiar la forma del FET de una planar (figura 7.11)
a otra en forma de V (figura 7.19). A este FET se le llama VMOS
(Vertical Metal-Oxide-Silicon)

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Figura 7.19
Construcción de un VMOS (Vertical
Metal-Oxide-Silicon).

Características principales del
VMOS.

  • Comparados con los MOSFET planares disponibles
    comercialmente, los FET VMOS posee niveles reducidos de
    resistencia en el canal y mayores valores nominales, de
    corriente y de potencia

  • Poseen un coeficiente positivo de temperatura que
    actuará en contra de una posible avalancha
    térmica.

  • Los niveles reducidos de almacenamiento de carga dan
    por resultado tiempos de conmutación
    más rápidos para la construcción de VMOS
    en comparación de los niveles altos de
    conmutación para la construcción planar
    convencional. En efecto el tiempo de conmutación de un
    VMOs es ½ del tiempo de conmutación de un
    BJT.

ARREGLO COMPLEMENTARIO DE MOSFET. CMOS

Es posible tener un circuito lógico muy efectivo
al construir un MOSFET de canal-p y de canal-n sobre el mismo
sustrato, como se muestra en la figura 5.45. Observe a la
izquierda el canal p inducido y a la derecha el canal n inducido
para los dispositivos de canal-p y canal-n respectivamente. A
esta configuración se le conoce como arreglo
complementario de MOSFET
, y se abrevia CMOS; tal
configuración tiene extensas aplicaciones en lógica
de computadoras.

La impedancia de entrada relativamente alta, las
rápidas velocidades de conmutación, y los bajos
niveles de potencia de operación de la
configuración CMOS dan por resultado una disciplina
totalmente nueva que se denomina diseño lógico
CMOS
.

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Figura 7.20 CMOS en
conexión de inversor lógico.

POLARIZACIÓN DEL FET

En el capitulo anterior se realizo un estudio
comparativo entre transistores BJT y FET, también se
estudiaron los tipos dos tipos de FETS: JFET y MOSFET, se
presentaron sus curvas características y las ecuaciones
que las definen. En el presente capítulo se estudiaran
circuitos con FETS aplicando las ecuaciones del capítulo
previo. Los circuitos a estudiar corresponden a las diferentes
configuraciones que ya se han presentado en el estudio de
polarización de BJTs. Como es sabido, el análisis
puede realizarse matemáticamente o bien
gráficamente con muy poca diferencia en la exactitud de
los resultados, se optará por realizar el análisis
gráfico ya que este representa un significativo ahorro de
tiempo y es ventajosamente más ilustrativo.
Recuérdese que cuenta con un sistema de dos ecuaciones, la
primera (no lineal) representa las características del
dispositivo, mientras que la segunda (lineal) representa la
configuración de la red y que el método
matemático consiste en hallar una solución
simultanea de las ecuaciones, mientras que el gráfico
consiste en hallar la intersección de las curvas
representativas de cada ecuación, tal intersección
representa la solución y es el punto de operación,
de trabajo o de estabilidad Q.

RESUMEN DE ECUACIONES PARA EL ANÁLISIS DE
FETs

La siguiente tabla muestra las ecuaciones que definen
las características de los transistores FETS con el objeto
de que se consulten en los problemas de
análisis.

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En la tabla siguiente se resumen las ecuaciones de red
para cada una de las configuraciones allí mostradas, la
determinación de tales ecuaciones se realiza aplicando
correctamente las leyes de voltaje de Kirchoff a las mallas de la
red.

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Tabla R1.

Configuraciones de polarización
del FET

ANÁLISIS DEL JFET POLARIZADO EN CD

El análisis de polarización de cd para el
JFET para distintas configuraciones de red, se mostrara mediante
ejemplos demostrativos. El procedimiento genérico para el
análisis del JFET es el siguiente:

  • 1. Trazar la curva de transferencia mediante
    los puntos clave de la ecuación de Shockley numerados
    en la Tabla T2.

  • 2. Elegir la ecuación de la recta de
    carga de la tabla r1, de acuerdo a la configuración de
    la red.

  • 3. Trazar la recta de carga sobre la curva de
    transferencia.

  • 4. Hallar el punto de operación
    Q.

  • 5. Determinar los otros parámetros de la
    red, mediante las ecuaciones correspondientes de acuerdo a la
    tabla r1.

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Figura 8.2
Análisis del JFET bajo configuración de
polarización fija mediante la recta de
carga.

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Figura 6.15
Análisis del JFET bajo configuración de
autopolarización mediante la recta de
carga.

En particular es posible demostrar que para la
configuración de autopolarización, niveles
crecientes de RS acercan la recta de carga al eje ID (eje
vertical).

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Figura 8.6
Análisis del JFET bajo configuración por
divisor de voltaje mediante la recta de
carga.

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Figura 8.8
Análisis del JFET bajo configuración de
compuerta común mediante la recta de
carga.

ANÁLISIS DEL MOSFET TIPO DECREMENTAL POLARIZADO
EN CD

El análisis en cd del MOSFET de tipo decremental
es muy parecido al análisis del JFET en cd, debido a la
semejanza de sus curvas de transferencia, la principal diferencia
está en la forma de graficar la ecuación de
Shockley para valores positivos de de VGS. Ya que como se ha
estudiado, el MOSFET decremental permite valores positivos de VGS
así como niveles de ID que exceden a IDSS.

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Figura 8.10
Análisis del MOSFET tipo decremental de canal-n,
con configuración por autopolarización
,
mediante la recta de carga.

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La recta de carga se muestra en la figura 8.12, entonces
el punto de operación es la intersección entre las
dos curvas, es decir:

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En particular es posible demostrar que para la
configuración de divisor de voltaje para el MOSFET
decremental canal-n, niveles crecientes de RS acercan la recta de
carga al eje VGS (eje horizontal).

DISEÑO DE AMPLIFICADORES CON FETS

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Introducción a los amplificadores con
transistores.
Modelos de pequeña
señal

Hasta ahora se ha realizado el estudio de transistores
cuando se polarizan en corriente directa (cd), en este
capítulo se analizan circuitos con transistores que operan
con señales de corriente alterna senoidal (ac). La
naturaleza del análisis queda determinada por la magnitud
de la señal ca aplicada a la red de transistores, por lo
que existen técnicas de análisis de
pequeña
y gran señal. En cualquier caso, la
red de transistores se representa por un modelo que es un
circuito equivalente en el dominio de ac, en el caso de
pequeña señal existen dos modelos: el modelo re y
el modelo equivalente híbrido. El análisis
completo incluye tanto las técnicas de polarización
de cd como las técnicas de análisis de
ca.

CIRCUITOS AMPLIFICADORES CON TRANSISTORES

Una de las aplicaciones más importantes de los
transistores es el diseño de circuitos amplificadores. Un
circuito amplificador es aquel que recibe una
señal de entrada y produce una señal amplificada a
su salida, esto significa que la potencia de salida es mayor que
la potencia de entrada. En realidad los transistores amplifican
señales de ca transfiriendo energía de fuentes de
cd, es decir existe un intercambio de potencia de cd al
dominio de ca que permite establecer una potencia mayor a la
salida. Esto cumple totalmente con el principio de
conservación de la energía, y se define a la
eficiencia de conversión como:

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MODELO EQUIVALENTE DE TRANSISTORES BIPOLARES PARA
ANÁLISIS DE AC

Para Efecto de análisis de pequeña
señal de ca senoidal, las redes que involucran
transistores BJT se deben modelar de acuerdo a las siguientes
reglas:

  • 1. Hacer todas las fuentes de cd iguales a
    cero
    y reemplazarlas por un corto circuito
    equivalente.

  • 2. Reemplazar todos los capacitores por un
    corto circuito
    equivalente.

  • 3. Obtener un equivalente de todos los
    resistores en paralelo.

  • 4. Redibujar la red de una forma más
    lógica y conveniente.

  • Ejemplo demostrativo. Aplicar las reglas de
    de pequeña señal para hallar el equivalente de
    la red de la figura 9.1

Solución.

La red de la figura 9.2 es el resultado de aplicar los
pasos 1 a 3, mientras que la red de la figura 9.3 es el resultado
de aplicar el paso 4.

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PARÁMETROS DE CIRCUITOS DE DOS PUERTOS

En el dominio de ca y para efectos de
amplificación de señales los transistores se
modelan como redes de dos puertos, en la figura 9.4 se muestra
una red de dos puertos.

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Figura 9.4 Red de dos
puertos

Los parámetros de la red de dos puertos de listan
en la siguiente tabla y su cálculo es directo a partir de
la observación de la red.

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EL MODELO re DEL TRANSISTOR BJT

Como se ha indicado en la introducción, uno de
los modelos para análisis de transistores de
pequeña señal es el conocido como modelo re,
el cual utiliza un diodo y una fuente de corriente controlada
para emular el comportamiento de un transistor en la
región de interés. Debido a este hecho, los
amplificadores BJT son conocidos como dispositivos controlados
por corriente
.

MODELO re PARA LA CONFIGURACIÓN DE BASE
COMÚN BJT

La figura 9.5 muestra en (a) el transistor en
configuración base común, mientras que la parte (b)
de esa figura muestra el correspondiente modelo re el cual
involucra un diodo con la polaridad indicada, sin embargo para
efectos de simplificación es posible redibujar el modelo
como se muestra en la parte (c) de esa misma figura, la cual
incluye la fuente de corriente y la resistencia re, la cual es la
resistencia dinámica de ca estudiada en el capítulo
referente a diodos, y que se define como:

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La siguiente tabla resume los parámetros para el
modelo re del transistor para la configuración base
común.

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MODELO re PARA LA CONFIGURACIÓN DE EMISOR
COMÚN BJT

La figura 9.6 muestra en (a) el transistor en
configuración emisor común, mientras que la parte
(b) de esa figura muestra el correspondiente modelo re el cual
involucra un diodo con la polaridad indicada, sin embrago para
efectos de análisis es posible redibujar el modelo como se
muestra en la parte (c) de esa misma figura, la cual incluye la
fuente de corriente y la resistencia re afectada por el factor
(.

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Figura 9.6 (a)
configuración emisor común; (b) modelo previo a
re
; (c) modelo re

La siguiente tabla resume los parámetros para el
modelo re del transistor para la configuración emisor
común.

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MODELO re PARA LA CONFIGURACIÓN DE COLECTOR
COMÚN BJT

Para la configuración colector común,
normalmente se aplica el modelo de emisor
común.

Modelo
híbrido equivalente para BJT

Otro modelo empleado para el análisis de
pequeña señal en ac, de transistores es el conocido
como modelo híbrido equivalente, este modelo se
distingue por el empleo de cuatro parámetros denominados
parámetros híbridos

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DEFINICIÓN DE LOS PARÁMETROS
HÍBRIDOS

Considérese el sistema de dos puertos de la
figura 9.7, ahora bien supóngase que el modelo
matemático que lo representa esta determinado
por:

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Figura 9.7 Sistema de
dos puertos

De las ecuaciones 9.3 se definen los parámetros
híbridos tal como se muestra en la tabla siguiente,
así mismo la red de dos puertos se convierte en el
equivalente híbrido mostrado en la figura 9.8.

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Figura 9.8 Circuito
equivalente híbrido completo

A continuación se resumen las ecuaciones
aproximadas que definen los parámetros híbridos
para cada una de las configuraciones estudiadas.

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Obsérvese de la figura 9.8 que el equivalente
híbrido consta se forma a partir de la unión de los
equivalentes de Thévenin (parte izquierda) y Norton (parte
derecha). Los parámetros dados en la tabla superior deben
calcularse y reemplazarse correspondientemente a los indicados en
esta misma figura (9.8).

Las magnitudes de los distintos parámetros se
calcularán a partir de las características del
transistor en la región de operación con lo que
resultará la red equivalente de pequeña
señal
buscada par el transistor.

DETERMINACIÓN DE LOS PARÁMETROS
HÍBRIDOS

La determinación de los parámetros
híbridos en la región de operación (punto Q)
se puede realizar exactamente a partir de derivadas parciales o
bien aproximadamente mediante la sustitución de las
derivadas parciales por cambios finitos en las variables que
definen los parámetros. Por ejemplo para la
configuración de emisor común se tienen las
siguientes relaciones exactas y aproximadas que permiten el
cálculo de los parámetros híbridos. Para las
configuraciones base común y colector común se usan
relaciones análogas.

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Los siguientes ejemplos muestran la forma de determinar
los parámetros híbridos para la
configuración de emisor común una vez que el punto
de operación Q está definido.

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La siguiente tabla muestra los valores típicos de
los parámetros para cada una de las configuraciones para
el amplio rango de transistores disponibles en la
actualidad.

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Configuraciones
compuestas

En el presente capítulo se estudian un conjunto
de conexiones de circuitos que aunque no son las
convencionales de base común, emisor común o
colector común, son muy importantes ya que se utilizan
ampliamente tanto en circuitos discretos como en circuitos
integrados.

CONEXIONES DE CIRCUITOS

CONEXIÓN EN CASCADA.
AMPLIFICACIÓN

Los circuitos de amplificación en
cascada
, son circuitos que se conectan en serie con el
objeto de incrementar la ganancia total a la salida, la cual es
igual al producto de las ganancias en cada circuito.

  • CONEXIÓN EN CASCADA DEL BJT

La figura 10.1 muestra una configuración en
cascada para un amplificador con acoplamiento RC basado en
transistores BJT. El siguiente ejemplo muestra la forma de
analizar tal circuito.

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Figura 10.1
Amplificador BJT en cascada con acoplamiento
RC.

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  • CONEXIÓN EN CASCADA DEL FET

La configuración en cascada del FET se muestra en
la siguiente figura.

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Figura 10.2
Amplificador FET en cascada.

Definición del factor de transconductancia
gm

Antes de iniciar el análisis del la
conexión en cascada del FET, se definirá un nuevo
término asociado con el análisis de pequeña
señal del FET.

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El siguiente ejemplo demostrativo ilustra el
análisis del FET en cascada.

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  • CONEXIÓN EN CASCADA DE LA
    COMBINACIÓN FET- BJT

Es posible utilizar una combinación de etapas FET
y BJT para proporcionar una alta ganancia de voltaje (BJT) y alta
impedancia de entrada (FET).

  • Ejemplo demostrativo. Utilizar los resultados
    de polarización de cd de los ejemplos anteriores del
    BJT y FET para calcular la impedancia de salida, la ganancia
    de voltaje y el voltaje de salida resultante de la
    combinación en cascada FET-BJT mostrada en la figura
    10.3.

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Figura 10.3
Amplificador FET en cascada.

Solución.

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CONEXIÓN EN CASCODE

Una conexión cascode cuanta con un transistor por
encima de o en serie con otro. La figura 10.4 muestra una
versión práctica de un amplificador BJT en
cascode.

Partes: 1, 2, 3
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